非接触电能传输系统

非接触电能传输系统（精选四篇）

非接触电能传输系统 篇1

感应耦合型非接触电能传输(contactless power transfer,CPT)技术是一种主要基于近场磁耦合,综合运用电磁理论、自动控制理论以及电力电子技术,以无电气接触的方式,实现电能从电源传输到电气设备的新型电能传输技术[1,2,3]。由于电源和电气设备之间不存在直接电气接触,CPT系统具有安全、便捷、易维护、环境亲和力和适应力强等特点。目前,CPT技术已经广泛应用于生物医疗、轨道交通、家用电器和特殊供电环境等场合[4,5,6]。

由于CPT系统属于松耦合系统,若不对其进行补偿,整个系统中会存在大量无功功率,致使系统输出功率和整体效率较低,不能满足使用要求[7]。常用补偿方式有4种,分别为SS,SP,PS和PP。前两种属于电压型CPT系统,后两种属于电流型CPT系统。其中S表示串联补偿,P表示并联补偿。前后两个字母分别代表了原边和副边的补偿方式。

上述4种拓扑结构属于单级补偿结构,存在谐振容量小、开关器件电压和电流应力大等缺点[8,9]。为了克服以上不足之处,文献[10]提出了具有LCL型复合补偿结构的CPT系统,但是本文通过研究发现,该文参数配置方式的主要目的在于减小开关器件的电流应力,存在输出电压、功率较低等缺点。为克服此缺点,同时简化电路分析过程,本文引入了二端口电路理论对LCL型CPT系统进行建模,使电路分析更为简单明了。在此基础上发现了电路能够放大输入电压的特性,给出了系统的参数配置方法,并对此法的输出电压、输出功率和整体效率进行了分析。 为了验证此法的优越性,本文推导了文献[1,11]中的传统参数配置方式的输出特性和具有SS拓扑结构的电压源型CPT系统的输出特性,结果证明了本文中给出的方法能够输出更大的电压和功率,同时系统整体效率没有受到影响。

1 LCL型CPT系统建模

上节所述的4种基本补偿方式如附录A图A1所示。这几种补偿方式是目前研究较多的基本补偿方式,在非接触供电领域得到了广泛的应用[12,13]。

本文主要考虑整个系统的原边采用LCL复合补偿方式,副边采用LC串联补偿方式,即整个系统为LCL-S拓扑结构的CPT系统。其基本电路结构如图1所示。可知,直流电源可以通过整流获得,经过全桥逆变之后得到高频交流电,并将其输入LCL网络。经过LCL网络的补偿和选频作用,原边线圈Lp中流过准正弦电流。根据法拉第电磁感应定律,副边线圈Ls中将会产生同频率的感应电压,再经过LC串联补偿、全桥整流和大电容稳压,得到直流电提供给电气设备。整个CPT系统中一般还会加入控制环节和功率调节环节,本文主要分析基本原理,暂不考虑上述两部分。

根据功率守恒定律,整流桥的输入功率等于其输出功率。故全桥整流及其后的电路可以等效表示为交流等效电阻req[8],且其大小可以表为:

由于副边采用LC串联补偿,当补偿电容满足式(2)时,电路谐振,呈纯阻性。根据反射阻抗理论,此时副边电路在原边电路中产生的反射阻抗亦呈纯阻性。

式中:ω 为系统角频率。

暂时忽略原、副边能量线圈的内阻,考虑全桥逆变输出的基波正弦分量,此时原边电路可以等效为如图2所示。由于电路中存在较多的储能元件,建模分析较为复杂。为简化电路分析过程,使系统分析更加简单明了,下面引入二端口电路理论对原边等效电路进行分析[14]。

由于LCL型CPT系统为电压源型输入,故图2中二端口网络可以表示为:

由于Lp为能量发射线圈的电感,L1为增加的补偿电感,是相对独立的两个电感,且两者之间距离较远,故两者之间的互感可以忽略不计。此时当副边反射阻抗等效为Req时,LCL网络的输入、输出电压关系可以表示为:

令式(8)分母中的实部为零,可见LCL网络的输入、输出电压比为固定值,即在等效电阻Req发生改变时,系统在固定的频率上保持电压放大倍数不变。二端口理论分析LCL网络简便、直观,且将二端口电抗参数化为导纳等参数,可以比较简单地得到整个网络的电压、电流关系。

2 参数配置方法及系统特性

2.1 参数配置方法

根据第1节的分析可知,对于LCL型CPT系统,可以通过合理配置其LCL补偿网络的参数使得其输入、输出电压比例保持稳定,不受等效电阻的影响。其参数配置方法可以描述如下。

1)根据系统需要,选择系统的工作频率。

2)根据耦合机构的副边线圈参数,配置副边补偿电容满足式(2)。

3)根据系统输出电压和功率的需要,确定LCL网络的电压放大倍数。假设电感Lp=nL1,则其电压放大倍数可以表示为:

4)根据耦合机构的原边线圈参数和LCL网络的放大倍数,确定补偿网络的电感L1和电容Cp,其中Cp满足:

按照以上4个步骤配置整个LCL型CPT系统参数,可使LCL补偿网络的输出电压满足式(9)。为使得结果更加直观,按照上述方法设计LCL型CPT系统参数如下:L1为49.78μH,Cp为0.482μF,Lp为99.56μH,互感M为12.325μH,Ls为145μH,Cs为0.109 2μF。

将上述参数代入式(8),画出LCL补偿网络输入、输出电压关系如图3、附录A图A2 所示。图中,横轴表示系统归一化角频率,ω0为设计的系统频率,ω 为实际频率,竖轴表示输入、输出电压比例,且4条曲线分别表示当等效电阻发生改变时电压比例随频率变化的关系。由图3可见,LCL补偿网络输出电压在所设计的角频率点处始终为2,保持稳定。且由图可见,按照此法配置参数,补偿网络具有良好的选频特性和高频抑制特性。对整个CPT系统而言极为有利。

附录A图A2 是固定等效电阻,设计不同的LCL网络放大倍数时,放大倍数随归一化角频率变化图。可见,按本文设计方法,可使LCL网络在所设计的频率点放大不同倍数。图3和附录A图A2证明了本文所给出的参数配置方案的有效性。

2.2 输出电压

上文主要对LCL补偿网络的特性进行了分析,下面对系统整体输出电压和功率特性进行分析。由图1可知,整个磁耦合型CPT系统大致可分为原边LCL补偿网络、耦合环节、副边LC补偿网络。上文主要分析了原边补偿网络,下面考虑耦合环节和副边补偿网络。同样将其看作一个二端口网络,为了简化分析,根据二端口理论对其进行建模,其电路等效模型如附录A图A3所示。

附录A图A3中rp为原边线圈内阻,副边线圈内阻一般远小于负载电阻,为简化分析不作考虑。参照第1节中的建模方式,附录A图A3中电路的电抗参数可以表示为式(11)。此等效电路的输出电压eq即为整个系统交流等效电阻上的电压,此等效电路的输入电压p为LCL网络的输出电压out。eq和p的关系可以表示为式(12)。

将式(12)和式(8)相乘即可得到在谐振角频率处,整个系统的输出电压与输入电压之间的关系。

2.3 电路特性分析

为了验证本文中给出的参数配置方法的优越性,下面将本文方法的输出功率特性与传统LCL型CPT系统参数配置方法和SS型CPT系统功率特性进行对比,并推导本文参数配置方法的系统效率。

传统LCL网络参数配置方式可以参考文献[15-16],SS型补偿结构见附录A图A1(a),其参数配置方式可参考文献[17]。由于传统参数配置方式电路结构没有发生变化,仅在参数上改变,因此其输出电压与上文推导的表达式相同,不再赘述。SS型CPT系统可按本文提供的方法建模分析,以推导其功率公式。此处只给出在本文参数配置方式下的LCL-S型CPT系统输出功率。由式(8)、式(12)可知,在2.1节参数配置方式下,其输出功率为:

为直观显示3 种方式的输出功率特性,画出3种方式在设计频率点的输出功率随等效交流电阻req的变化曲线如图4 所示。图中红色曲线表示本文参数配置下的LCL型CPT系统输出功率,蓝色曲线表示SS型CPT系统输出功率,绿色曲线表示传统参数配置下的LCL型CPT系统输出功率。

由图4可见,在保证系统输入电压和其他条件相同的情况下,本文给出的参数配置方法能够大幅度提升系统的整体输出功率,比另外两种方式更具优越性。为进一步分析本文所给出参数配置方式的电路特性,下面对其输出效率公式进行推导。考虑所有器件为理想器件,则系统的主要损耗来自于原边线圈内阻和副边线圈内阻。由于副边线圈内阻远远小于负载电阻的大小,为避免繁复,忽略不计。原边增加的补偿电感相对较小,且可选择合适的磁芯以降低其内阻,亦不作考虑。由于系统输出功率即为副边反射阻抗上消耗的功率,系统损耗主要来自于原边线圈内阻损耗,可以表示为式(14)。故本文设计的LCL-S型CPT系统整体效率η可表示为式(15)。

式中:Ploss为损耗功率;Po为输出功率。

画出η与等效交流负载req和耦合系数k的关系如附录A图A4所示。可知,系统整体效率随等效交流电阻增大而减小,随耦合系数增大而增大。反射阻抗理论和耦合系数可参考文献[8]。

3 仿真和实验

为验证本文给出的建模方法和参数配置策略的有效性,以及对LCL型CPT系统电路特性分析的正确性,根据2.1节参数搭建了系统仿真模型和实验平台。附录A图A5和图A6 为仿真输出波形,其中附录A图A5固定电压放大倍数为2,附录A图A6固定电压放大倍数为3。两图中上方为输入电压波形,下方为输出电压波形。由图可见,按照本文的参数设计方式,LCL网络输入电压和输出电压有效值能够成比例地变化。

图5为LCL网络实验输出波形,其中uin为全桥逆变输出电压,即LCL网络输入电压,up为LCL网络输出电压,约为2倍关系。可见实验输出与理论结果和仿真输出相同,证明了本文分析正确性。

图6和附录A图A7为整个系统的实验输出波形。图中,iLp为流过原边线圈的电流,uout为负载电阻上的电压,通过对交流电进行全桥不可控整流和大电容稳压得到。附录A图A7中uCp为原边补偿电容两端的电压。由图6、附录A图A7可见,整个系统按照本文所设计的方法配置参数,可使系统工作在准谐振状态,且副边负载电阻上的电压,即系统输出电压较高。

4 结语

本文将二端口电路模型引入到CPT系统的建模当中,简化了系统分析过程,使得建模过程简单明了。在此基础上,推导了LCL型补偿结构的电压放大特性,给出了参数配置方式,并与传统参数配置方式和SS型CPT系统相比较,结果发现按照本文方式配置的系统输出功率远高于传统配置方式和SS型CPT系统。本文还给出了该参数配置方式下系统的输出效率特性。最后,通过仿真和实验验证了理论分析的正确性和参数配置方式的有效性。本文对松耦合LCL型CPT系统的设计有一定的指导意义。

附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

摘要：将二端口电路理论引用到非接触电能传输(CPT)系统中,通过二端口理论对LCL复合补偿型CPT系统进行建模分析,发现了其输入与输出电压间的倍数关系。同时,对耦合机构进行了重新建模,使其分析变得简单明了。在此基础上,给出了整个系统的参数配置方式,并分析了其输出电压和功率、效率特性。为证明此参数配置方式优越性,推导了SS型CPT系统的输出功率公式,并进行对比。结果发现所述方式能够输出更大的电压和功率,仿真和实验同样证明了所述结论。

非接触电能传输系统 篇2

在该非接触式感应电能传输系统中，原副边电路之间较大气隙的存在，一方面使得原副边无电接触，弥补了传统接触式电能传输的固有缺陷。另一方面较大气隙的存在使得系统构成的磁耦合关系属于松耦合（由此，这种新颖电能传输技术通常也称为松耦合感应电能传输技术，记为LCIPT），漏磁与激磁相当，甚至比激磁高，限制了电能传输的大小和传输效率。为此，通常需要在原副边采用补偿网络来提升电能传输的大小和传输的效率，同时减小电源变换器的电压电流应力。而且在该系统的分析中，因磁耦合装置为松耦合，因此，通常用于磁性元件分析的变压器模型不再适用，必须采用耦合电感模型分析该系统中的电磁关系，同时考虑漏感和磁化电感对系统工作的影响。

图3给出磁耦合装置采用耦合电感模型的系统等效电路图。原副边磁耦合装置的互感记为M。

设原边用于磁场发射的高频载流线圈通过角频率为ω，电流有效值为Ip的交流电。根据耦合关系，副边电路接受线圈中将会感应出电压

Voc=jωMIp（1）

相应的，诺顿等效电路短路电流为

式中：Ls为副边电感。

若副边线圈的品质因数为Qs，则在以上参数下，副边线圈能够获得的最大功率为

从式(3)可以看出，提高电能传输的大小可以通过增大ω，Ip，M和Qs或减小Ls。但受应用场合机械安装和成本限制，LCIPT系统中，M值一般较小，而且一旦磁耦合装置设计完成后，M和Ls的值就基本固定了。能够作调整的`是乘积量(ωIp2Qs)。从工程设计角度考虑，在参数选择设计中，Qs一般不会超过10，否则系统工作状态将对负载变化、元件参数变化和频率变化非常敏感，系统很难稳定。由此对传输电能大小调节余度最大的是乘积ωIp2。从该关系式可见频率与发射电流的关系：提高频率ω，可以减小原边电流Ip，反之亦然。在传输相等电能及其它相关量不变情况下，采用高频的LCIPT系统与采用低频的LCIPT系统相比，所需的发射电流大大降低，电源变换器电流应力及系统成本大大降低。因而LCIPT比较适合采用高频系统。但限于目前功率电子技术水平和磁场发射相关标准，系统频率受到限制。根据应用场合的不同，系统采用的频率范围一般在10kHz～100kHz之间。

图4

2系统补偿

2.1副边补偿

在松耦合感应电能传输系统中，若副边接受线圈直接与负载相连，系统输出电压和电流都会随负载变化而变化，限制了功率传输。

为此，必须对副边进行有效的补偿设计。如图4所示，基本的补偿拓扑有电容串联补偿和电容并联补偿两种形式。

在电容串联补偿电路中，副边网络的阻抗为

输出功率为

当补偿电容Cs取值满足与副边电感Ls在系统工作频率处谐振时，副边网络感抗与容抗互消，为纯电阻，输出电压与负载无关，等效于输出电压为副边开路电压的恒压源，理论上电能传输不受限制。

电容并联补偿电路副边网络的导纳为

输出功率为

式中：Isc为副边短路电流。

当补偿电容Cs取值满足与副边电感Ls在系统工作频率处谐振时，副边网络感纳与容纳互消，为纯电导，输出电流与负载无关，等于副边短路电流，理论上电能传输不受限制。

为使副边谐振频率为系统频率，补偿电容的取值应满足式(5)和式(7)中的虚部为零。

在松耦合感应电能传输系统中，副边电路对原边电路的工作的影响，可以用副边电路反映至原边电路的反映阻抗Zr来表示。

式中：Zs对应副边网络阻抗，见式(5)和式(7)，反映阻抗结果列于表1中(ω0为系统频率)。

表1原副边采取不同补偿拓扑时的补偿电容及反映阻抗值

副边补偿拓扑

副边补偿电容Cs值

副边电路反映至原边的阻抗

电阻电抗

电容串联补偿

1/(ω02Ls)

(ω02M2)/R

0

电容并联补偿

1/(ω02Ls)

(M2R)/Ls2

－(ω02M2)/Ls

2.2原边补偿

LCIPT系统中，原边载流线圈中流过有效值较高的高频电流，可直接采用PWM工作方式的变换器获得这一高频电流，变换器的电压电流定额较高，系统成本高。为此，必须采取必要的补偿措施，来有效降低变换器电压电流定额。与副边补偿相似，根据电容接入电路的连接方式，也可采用串联补偿和并联补偿两种基本补偿电路。

在电容串联补偿电路中，电源的负载阻抗为

电容电压补偿了原边绕组上的电压，从而降低了电源的电压定额。

在电容并联补偿电路中，电源的负载导纳为

电容电流补偿了原边绕组中的电流，从而降低了电源的电流定额值。设计时保证式（10）和式（11）的虚部在系统谐振频率处为零，可以有效降低电源的电压电流定额，使得电压电流同相位，输入具有高功率因数。其结果列于表2中。

原边采取何种补偿电路，对应用场合的依赖性很大。当原边采用较长电缆时，电缆端电压会很高，适合采用串联补偿，降低电源电压应力；当原边采用集中绕组时，为了磁场发射需要，一般要求较高电流，适合采用并联补偿，降低电源电流应力[7]。

3系统稳定性和控制

LCIPT系统中，原副边都采用电容补偿时，系统是一个四阶系统，在某些情况下，会出现分歧现象[8]。特别是在原边电路的品质因数Qp比副边电路的品质因数Qs小，或两者相当时，系统很可能不稳定，此时必须对系统进行透彻的稳定性分析。同时，在LCIPT系统中，控制方案的合理选择对系统稳定和电能传输能力非常关键。目前，常采用两种基本控制方案：恒频控制和变频控制[9]。

恒频控制有利于电路元件的选择，但恒频控制对应的问题是，电路实际工作中电容不可避免地会因为损耗产生温升，导致电容量下降，副边实际工作谐振频率会升高，原副边电路不同谐，使得电能传输受损[10]。变频控制可以通过实时控制原边谐振频率，使其跟踪副边谐振电路频率，使得原副边电路同谐，获得最大电能传输。但在变频控制中，电源输入电压和输入电流相角与频率之间的关系很可能出现分歧现象，引起系统不稳定。为此，必须对原副边的品质因数加以严格限制。

4LCIPT系统设计

对于紧耦合感应电能传输系统，原副边的电能关系可以近似用原副边匝比变换关系来表示，因而其系统设计可以分为三个独立部分：原边电路、紧耦合磁件、副边电路，分别进行设计。紧耦合磁件的设计也有较成熟的设计步骤可依。

但在松耦合感应电能传输系统中，原副边电路的工作依赖性很大，如式(3)所示，原副边的电能传输关系由多个变量决定，这些变量必须根据现有功率电子水平，及相关设计经验初选一些值，然后根据相关公式进行下一步计算，确定参数。在整个设计过程中，所出现的多个变量都必须进行选择，而这些变量并非孤立的，而是相互之间都存在着一定的制约关系。因而，松耦合感应电能传输系统的设计比紧耦合感应电能传输系统要复杂得多。这里把松耦合感应电能传输系统中出现的每个变量的含义，及选取方法做一说明，并绘成相应的流程图，如图5所示，以便理解。设计步骤如下。

4.1选择频率

选择系统工作频率是LCIPT系统设计的第一步，从式(3)可以看出，频率大小的选取，与电源的复杂程度、成本及系统电能传输大小有密切关系。要综合考虑应用场合对系统体积重量要求、目前功率电子水平及相关系统的设计经验来选取频率。就目前功率电子水平及系统成本考虑，选择10kHz～100kHz之间的频率比较合理。随着功率电子水平的不断进步，系统频率可望进一步提高，从而使得系统体积更小、重量更轻。

4.2选择松耦合感应装置

紧耦合感应装置（如广泛采用的变压器）的结构一般受限于现有的铁芯结构，因而结构形式有限。但松耦合感应装置却不受铁芯结构限制，根据各种应用场合的需要，可能会出现多种结构形式。在很大程度上，这些松耦合感应装置要依靠相关的设计经验来选择。确定松耦合感应装置结构后，要标定一些基本的参数，如原副边线圈电感量、耦合系数、互感等。

4.3选择原边电流Ip

在LCIPT系统中，传输电能大小、原边电源变换器的成本都与用于磁场发射的原边电流Ip直接相关。一般从相对较小的电流值开始选取Ip，从而对应电源的低电流应力。若经计算后，这一Ip电流值不满足系统电能传输要求，可进一步增大电流值，再进行计算验证，直至系统设计满足要求。

4.4确定(VocIsc)值

根据所选择的电磁装置，在原边电流为所选Ip时，测试出副边接受线圈的开路电压Voc和短路电流Isc。确定这一乘积(VocIsc)也可以用一个与设计的接受线圈同匝数的小尺寸接受线圈来完成，避免因为接受线圈电流定额不够而返工。当然，也可采用相应的电磁场仿真软件包进行模拟设计。但仿真设计过程比较复杂[11]。

4.5确定副边补偿

4.5.1副边补偿等级

副边电路不加补偿时，负载能够获得的最大功率传输等于(VocIsc/2)[11]。如果负载所需功率值超过这一值，则副边需要采用补偿电路，副边电路的品质因数可用式（12）计算。

式中：P为至负载的传输功率。

从而副边所需要的V・A定额为

如果副边实际的VA定额高于式(13)的计算值，系统就可以传输所需的功率。反之，该设计不能传输所需功率P，必须对设计作出相应的调整来增加功率传输能力。一般可以考虑以下4种途径：

――加粗接受线圈绕组线径或增大铁芯截面积；

――增大原边电流；

――改进电磁装置的耦合程度，提高互感值M；

――适当提高系统频率。

第1种方案增加了副边的成本；第2种方案增加了原边的成本；第3种方案增加了松耦合感应装置的成本；第4种方案受现有功率电子技术的限制。实际设计中，应综合考虑性能和成本选择性价比最好的方案作为最优设计。

4.5.2副边补偿拓扑

当副边VA定额满足设计要求后，下一步就应当确定副边补偿具体采用的拓扑形式。补偿拓扑的选择依赖于具体的应用场合。并联补偿对应电流源特性，适合于电池充电器等场合；串联补偿对应于电压源特性，适用于电机驱动供电等场合。

4.6确定原边补偿

副边补偿设计完成后，设计原边补偿。根据已知的原边电流和松耦合感应装置原边绕组电感量，可以确定原边绕组端电压。从而计算出原边VA定额，用实际传输功率除以这一VA定额，可以得到原边品质因数Qp的大小。如前所述，原边补偿电路形式也取决定于应用场合。当原边采用较长电缆时，适合采用串联补偿；当原边采用集中绕组时，适合采用并联补偿。

4.7系统稳定性和控制性核查

最后一步要对系统稳定性和控制性进行核查，这是系统能否在实际应用场合被采用的最关键的一步。如上所述，若Qp

5结语

非接触电能传输系统 篇3

LED灯在隧道照明及显示屏等方面有着广泛应用。目前LED灯采用传统的导线、插头和插座等电连接器供电，易沾灰、易受腐蚀，使用受到限制。若采用非接触方式供电，这些问题就可以迎刃而解。

电磁感应耦合式CPT技术是目前比较有效、研究广泛、相对成熟的无线电能传输方案。它是一种近距离的无线电能传输技术，根据传输设备的不同，又可分为电场耦合式和磁场耦合式。

电场耦合式利用平板电容器，通过在电容器一侧的极板上施加高频电压，使极板间形成感应电场，实现电能在平板电容器间的传输。磁场耦合式利用电源侧的线圈产生交变磁场，耦合到负载侧的线圈，从而将能量传递给负载。

由于磁场耦合会受金属导体屏蔽的影响，限制了金属环境中LED灯的使用，所以我们采用电场耦合非接触传输方式为LED灯提供电源。

一、基于电容耦合的非接触电能传输系统

基于电容耦合的非接触电能传输系统如图1所示。首先对工频电源进行整流滤波获得直流电源;然后经过高频逆变器变换成高频交变电压，并将该电压作为两对平行板电容器的原边极板的输入电压;由于平板电容器的原、副边极板间的电位差，形成交变感应电场，从而形成位移电流，实现电能在电容器极板间的非接触传输;最后通过高频整流滤波电路为LED灯提供电源。

电容耦合式非接触电能传输系统的电路拓扑图如图2所示。其中S1-S4为MOSFET开关，D1-D4为反并联二极管，C1-C4为缓冲电容，L1、L2为补偿电感，RL为负载电阻，输出电流为i0，输出电压为u0。电路中的全桥逆变器采用移相PWM控制，S1和S2构成超前桥臂，S3和S4构成滞后桥臂，每组桥臂的两个MOSFET开关管互补导通。

二、LED灯系统设计

基于电容耦合的非接触电能传输LED灯系统原边电路拓扑结构如图3所示。其中D1-D4为二极管，构成全桥整流电路，将220V工频交流电源转换为直流电源;C1为滤波电容。S1-S4为MOSFET开关，每个MOSFET开关管两端并联一组二极管电容，用于吸收冲击电压。

副边电路利用耦合电容，将高频交变电源耦合到副边极板。再利用全桥整流滤波电路，将交变电源转换为直流电源。最后经振荡器，产生振荡电路，用于不同颜色的LED灯闪烁。

三、结论

非接触电能传输系统 篇4

非接触式近场电能传输与传统的有线电能传输相比,可为一些特殊场合带来更安全、方便的供电,如植入医疗器械、 油田矿井、无线充电、化工等。现有文献大多仅对串联 - 串联(S-S)谐振结构进行了详细分析,而不同补偿结构的输入输出特性不同,因此本文针对并联 - 串联(P-S)谐振结构进行分析。

2系统结构

并联 - 串联(P-S)谐振系统拓扑结构如图1所示。

其中Rs为电源内阻,R1发射线圈内阻抗,R2为负载线圈的内阻抗,Rload为负载电阻;US为正弦激励驱动电源的有效值,发射线圈和接收线圈之间的互感为M,耦合系数为K。

令补偿电容在工作频率下与电感线圈处于谐振状态,可以消除等效电路中的电抗部分,降低系统与电源之间的无功功率,从而增强系统的功率传输性能。要获得高效的无线能量传输 , 必须尽可能的保证电源线圈与负载线圈具有共同的谐振频率 , 因此下文讨论两线圈在自谐振频率相同的条件下的能量传输。

3电路模型

由图1可以看出,接收端串联补偿回路阻抗为:

令表示负载端阻抗折算到发送端的反射阻抗。可以得到系统输入阻抗为:

于是发射端输入电流接收端负载

其中

设输入电源有效值为Us, 则发射端的输入功率Pin与负载功率PL可分别表示为:

则系统的传输效率 η 为:

参考文献 [1] 表明,对耦合系数影响最大的是线圈间距d和线圈半径r,同时也说明传输距离和小型化之间是矛盾的,在线圈间距保持不变的情况下,耦合线圈的半径越大, 耦合系数K越大,因此可以通过增大线圈半径使得K保持在一定范围以提高传输距离。

4模型数值分析

对系统参数采用控制变量法,分别进行了Matlab仿真以及实验验证,仿真及实验中系统参数如表1所示。

本章所有的分析计算除特别说明外都采用这组参数。

4.1部分主要代码

为便于读者理解和应用,附上作者编写的部分MATLAB程序代码:

4.2输出功率与传输效率

输出功率和传输效率是非接触电能传输中两个重要的指标,本文假设耦合线圈和补偿电容参数已经确定,主要考虑系统对负载电阻和耦合系数变化的适应性。

图2为输出功率随耦合系数和负载电阻的变化曲线。可以看出,若以传输功率为要求,在低耦合系数时,输出功率对负载变化的适应性较差;在高耦合系数时,输出功率对负载变化的适应性较好。

输出功率随耦合系数和负载电阻的变化曲线如图3所示。可以看出,若以效率为要求,耦合系数较低且高于某门限时,传输效率可表现出较好的负载变化适应能力;而耦合系数较高时,负载适应能力反而下降。

可以看出最大功率点并非最大效率点,两者不能同时兼顾。 传输效率具有较好的负载变化适应性,而传输功率的负载变化适应能力较差。全耦合时也并不是效率和功率的最大值点,也就是说两个线圈之间的距离并非越近越好。

为了达到比较大的输出功率,除了采用合适的负载和耦合系数之外,可以采用提高输入电压的方式。

传输功率和效率还与谐振频率有关,保持线圈参数不变,取补偿电容值为变量,改变谐振频率,效率和功率都是随谐振频率的增大先增大后减小,两者变换趋势非常接近。因此谐振频率并不是越高越好,而是存在一个最佳谐振频段,该频段与耦合系数、负载电阻都有关。这与参考文献 [2] 的结论一致。

4.3频率分裂现象

随着两线圈之间距离减小,耦合系数K增大,当耦合系数大于某个临界值时,由于负载端反射电抗对发射端的影响,会产生两个谐振频率,传输效率频率曲线出现了两个峰值,称为频率分裂现象。频率分裂现象如图4所示 (Rload=9.78Ω)。

由图4可知,在出现频率分裂时,低频分支的传输效率要高于高频分支。由于频率分裂由反射电抗引起,因此可以从减小耦合系数和增大负载电阻值两个方面来抑制频率分裂现象。

5实验测量

实验中所用的耦合线圈为内径为5cm,外径为14.7cm的圆盘线圈,采用同轴方式放置,耦合系数与距离的关系通过实验获得,在一定距离范围内耦合系数K随距离的变化曲线满足指数关系,本例中可用k=2.716e-0.4187d+0.04806进行拟合。

部分实验数据如表2所示,实验值与理论值的误差在可接受范围内,证明了模型的正确性。

由表2可以看出,并联 - 串联(P-S)谐振结构所能够达到的传输功率较低,虽然可以采用提高Vin的办法提高传输功率,但应用范围基本在中小功率场合。

6结论

综上所述:在无线能量传输系统中:

1. 耦合线圈的半径越大, 线圈间的耦合系数越大,即增大线圈直径可以实现更远的传输距离。

2. 当耦合系数大于某个临界值时,由于负载端反射电抗对发射端的影响会产生频率分裂现象,在出现频率分裂时,低频分支的传输效率要高于高频分支。

3. 以耦合系数和负载电阻作为变量时,最大功率点并非最大效率点,效率与功率之间难以兼顾,需要根据实际情况进行取舍。并且耦合系数并非越高越好,而应该在一定范围内选取。

4. 提高输出功率而不损失效率的方案是提高输入电压。