三相逆变电路（精选七篇）
三相逆变电路 篇1
随着社会的发展, 交流电与直流电互相转换的场合与需求越来越多, 因此三相桥式有源逆变电路得到越来越多的重视和应用, 它具有灵活, 性价比高等特点。
Matlab软件是一款十分强大仿真软件, 它提供的simulink仿真工具箱更是被各种领域的工程师所喜爱和应用。Simulink支持模块建模, 直观形象, 使建模变得如同搭积木一般简单, 而且仿真精度高, 结果准确可靠。
本文通过matlab/simulink对三相桥式有源逆变电路进行模型建立和仿真分析, 得到正确的仿真结果。
2 三相桥式有源逆变电路工作原理
三相桥式有源逆变电路工作于逆变状态的两个必要条件:
(1) 变流器的控制角。
(2) 必须要有外接的直流电源, 且极性是可变的, 幅值上。
当以上两个条件都满足时, 就可以实现有源逆变。
3 逆变电路的建模与仿真
3.1 三相桥式有源逆变电路的建模和参数设置
三相桥式有源逆变电路模型建立中, 三相交流电参数为Um=50V、f=50Hz。逆变桥选取simulink里Sim Power Systems库下子库Power Electronics中的Universal Bridge, 参数设置为桥臂3个、Ron=0.001ohms、Lon=0H、Vf=0.8V。负载选用RL串联负载, 参数为R=1ohms, L=0.01H。直流电压VDC=50V。晶闸管控制信号由Synchronized 6-Pulse Generator产生。
图1中constant1的参数即为触发角的角度, 这个参数可以更改。
3.2 三相桥式有源逆变电路的仿真与分析
打开仿真参数设置窗口, 选择ode23tb算法, 相对误差设置为1e-03, 仿真时间设置为0.1s, 触发角α=90o, 150o, 启动仿真。一次得到图2所示仿真波形。图中波形上侧为直流电压Ud (V) , 下侧为直流电流Id (V) 。
4 总结
通过对仿真结果的分析, 得到三相桥式有源逆变电路实际上就是一个三相桥式可控整流电路工作于触发角α>90°, 而且直流侧有一个反电动势时的工作情况。通过利用matlab/simulink对三相桥式有源逆变电路进行建模与仿真, 得到的结果与常规方法的结论具有一致性, 验证了仿真结果的正确性, 也体现了matlab软件的可靠性, 灵活性和人机界面的友好性。
参考文献
[1]陈坚, 康勇.电力电子学[M].北京:高等教育出版社, 2011.
[2]周渊深.电力电子与MATLAB仿真[M].北京:中国电力出版社, 2004.
[3]朱晓东, 高继贤.SIMULINK在电力电子中的应用[J].东北电力学院学报, 2005, 24 (04) :85-89.
三相逆变焊机的前景及应用 篇2
电阻焊工艺是在一对电极间夹持被焊工件, 加上一百到数百公斤的压力, 在几个周波到几十个周波的短时间内通过数千到数万安培的焊接电流, 即瞬时输入功率大, 负载持续率极低的断续负荷, 融化接触零件的表面, 形成焊接动作。传统的工频交流电阻焊机是通过对可控硅导通角的控制输出单相50 Hz交流电, 输出电流的频率与输入电流的频率一致。三相逆变电阻焊机工作原理是实现交流-直流-交流变换;三相50 Hz交流电经整流滤波变换为直流电, 然后通过IGBT全桥逆变电路将直流电变换成1 kHz中频交流电输出给中频变压器, 中频变压器降压隔离后, 再经二次整流, 输出低压大电流进行焊接。通过对IGBT全桥逆变器的占空比和通电时间的数字控制来控制焊接电流和焊接时间而完成焊接过程。目前, 逆变电阻焊机用逆变电源多采用1 kHz频率。两种焊机的波形比较见图1。
三相逆变电阻焊机使用的逆变方式为无源逆变方式。所谓无源逆变是指把电网50 Hz交流电变成直流电, 然后再将直流电逆变成频率和幅度均与电网不同的交流电供负载使用。三相逆变电阻焊机的原理见图2。
2 三相逆变焊机特点及应用
各式逆变焊机因其体积小, 质量轻, 焊接质量高, 三相平衡供电, 节约能源, 尤其是它能在焊接机械手上得到最广泛的应用, 而成为电阻焊机的主流发展方向。
与传统的工频交流焊机比较, 三相逆变焊机具有以下优势。
(1) 直流输出焊接, 可以提高热效率, 消除电流尖峰, 增宽焊接电流的工艺范围, 消除输出极的电感损耗, 从而使焊接过程平稳, 无飞溅, 焊点美观, 一致性好, 大大提高了批量生产中的焊接质量。
(2) 提高电流控制的响应速度, 可实现精密控制。输出电流频率为1 kHz, 电流控制的响应时间是1 m/s, 是普通工频交流焊机电流控制响应速度的20倍, 可以实现电流实时控制。
(3) 焊接变压器的小型化。焊接变压器的铁芯截面积与输入电流的频率成反比, 1 kHz中频电流输入可以减小焊接变压器的铁芯截面积, 从而使焊接变压器的体积和质量得以减小。与同容量的工频交流焊机相比, 体积可以减少60%。
(4) 初级的三相输入, 使三相逆变焊机工作时三相负载平衡, 对电网没有冲击, 对配电电网的要求相对降低。
(5) 节能。达到同一焊点质量要求, 三相逆变焊机可节省电能30%, 可节省大量的能源成本。
这些优点使得三相逆变焊机在用普通工频焊机焊接时难度加大甚至焊接质量无法保证的场合独具优势, 如焊接铝合金、钛合金、镁合金等导热性好的金属, 异种金属材料焊接, 高强度钢板焊接, 镀锌钢板焊接, 多层板、厚钢板焊接。国外逆变电阻焊机的发展较为成熟, 商品化程度也较高, 且国外利用微机控制的电阻焊设备已普及, 三相逆变焊机产品在汽车、飞机、轻工家电、厨房医药设备、农机具等许多生产行业得到了广泛的应用。国内逆变焊接技术尚未得到充分开发应用, 目前主要应用领域是汽车制造行业。
汽车工业是中国的支柱产业, 近十年来中国的汽车工业发展很快。进入WTO以后, 国外知名企业纷纷在中国合资建厂, 实现汽车的本地化生产。国内原有企业也纷纷进行技术改造, 提高生产效率和生产质量。这些都为逆变焊机的应用提供了广阔的空间。目前, 逆变焊机在国内制造业的应用如下。
(1) 机器人焊接领域
随着汽车制造业的发展, 对车身焊接的过程和焊接质量提出越来越高的要求, 焊接设备逐步趋向自动化和机器人化, 越来越多的企业采用机器人焊接。同时, 机器人要求质量轻、体积小、控制精度高, 而逆变焊机的输出直流电流、电流控制响应速度快、焊接变压器体积小等一系列优点, 恰恰很好地适应了机器人的要求。逆变焊机中的逆变一体化焊钳符合了点焊机器人的发展需要, 特别是液压伺服焊钳的需要, 可显著减少机器人的驱动功率, 方便实现对整个焊接过程的实时控制。
(2) 汽车车身中不同材料的焊接
现代的汽车车身焊接使用了大量的新材料。例如, 为了改善汽车车身的抗腐蚀性能, 提高汽车的使用寿命, 大量采用镀锌钢板代替普通冷轧钢板;为了减轻车身总体质量, 节省能源消耗, 增加汽车安全性, 各大汽车公司在汽车车身应用了铝合金或高强度钢。而国外正在为汽车车身全部采用这两种材料而努力。由于镀锌钢板表面镀层金属的物理性能与导电性能不同于低碳钢, 并且从其使用性能考虑, 在点焊时既要保证产生足够强度的焊点, 又要合理地保护镀层。铝合金板具有的熔点低、导电导热性能良好及存在表面氧化膜等特点, 给电阻点焊带来了很大的困难。高强度钢具有强度高、成形性能好、高烘烤硬化性能、能量吸收率和疲劳强度较高, 而且防撞凹性能好等优点, 对点焊工艺要求较高。传统的工频交流焊机已经远远不能满足这些新材料的焊接工艺要求, 而逆变焊机则可以很好地适应这些材料的特性。各大汽车厂正在不断增加三相逆变焊机在生产线上的使用量以提高焊接质量和效率。
(3) 汽车部件领域的特殊应用
现在的汽车部件也开始采用新型的材料来提高产品性能, 各种逆变电阻焊专机相应产生。例如, 我们解放公司一直延续着经过酸洗后的板材加工成成形零件, 然后电泳涂层这样的工艺过程。钢板酸洗后, 如果不及时地消耗使用则会生锈, 影响纵梁上加强板的焊接质量, 焊接后的铁锈也直接影响涂层的效果, 不利于纵梁和其他产品建立储备。为此, 目前大量采用黑皮钢板材生产纵梁。传统的工频交流焊机不能满足黑皮钢焊接的工艺要求, 其他的焊接工艺 (如MIG焊) 的生产效率低, 不能满足大批量生产的需求。而纵梁逆变电阻焊专机的出现, 则很好地解决了黑皮钢焊接工艺和批量生产的要求。
在使用过程中, 我们发现循环水的质量和压力不足造成机臂和电极的冷却效果不理想, 电极散热困难导致其消耗过快;而且以前的焊机工作电流也远小于这种焊机, 在电极和机臂的材质上也考虑不够周全, 同样影响散热效果及焊接质量;同时由于首次采用黑皮钢焊接, 因操作规范不合理, 飞溅很大, 为使用带来阻力。通过一段时间的不懈努力, 并由哈工大的专家现场指导, 解决了布局上的不合理因素, 也消除了厂家设计上的偏差, 逐渐改变了被动的局面, 终于使设备正常工作运行, 达到预期的设计能力, 顺利通过终验收, 现在运行效果良好。
(4) 微型件的点焊
在电子器件、医疗器械、传感器等产品的制造中, 涉及大量小尺寸零件的电阻点焊。尺寸微小使得焊接比较困难, 主要问题包括焊接质量不稳定、容易导致零件熔毁、难以形成正常熔合, 焊接成品率低, 有的零件甚至难以用一般的电阻点焊焊接。对于微型件的点焊, 逆变点焊可以精确调节输出能量, 响应速度快, 对微型件的点焊有较好的工艺适应性, 已经逐步获得了应用。
(5) 有色金属材料的焊接
逆变电阻焊机在我国的飞机、轻工家电、厨房医药设备、农机具等产业应用也正在逐步增多。
3 结束语
新型三相容错逆变器研究 篇3
电机驱动系统是航空航天器、武器系统和潜器舰船等的执行部件或动力装置,其可靠性直接关系到整个系统的安全运行和执行任务是否能够完成[1,2]为了保证这些系统的可靠性,一般采用余度设计技术,特别是高可靠、高效率、长寿命的稀土永磁无刷直流电机(BLDCM)的余度设计技术显得十分重要近年来已成为研究的热点[3,4,5,6]。 但是在电机驱动系统中,功率变换器中的电力电子器件及其驱动电路是最易发生故障的薄弱环节,其可靠性问题并没有得到有效的解决[7]。
为改变这种状况,国内外研究人员提出了逆变器容错技术,使系统能自动补偿故障的影响以维护系统的稳定性和尽可能恢复系统故障前的性能,从而保证系统的运行稳定可靠[8]。 文献[9 -10]提出的冗余逆变器,当某一桥臂发生故障时,重构后的拓扑与正常逆变器相同,但该拓扑用到了电流驱动型半控器件双向晶闸管。 文献[11-14]用串联的两电容作为辅助桥臂,构成了容错拓扑,当某一桥臂出现故障后,与该桥臂相连的双向晶闸管被触发导通,电机由传统六开关逆变器驱动转变为四开关逆变器驱动,可实现系统在逆变器故障下的不间断容错运行但容错重构后系统的性能有所降低。 文献[15-16提出的容错拓扑,三相绕组中性点通过一个双向晶闸管与第四桥臂相连接,当某一桥臂出现故障并被隔离后,两相绕组和中性点由3个桥臂供电,运行在两相三桥臂模式,容错重构后系统的性能同样有所影响。
本文提出了一种新型容错逆变器,弥补了上述提及的不足。 其通过在传统逆变器每个桥臂串联快速熔断器,实现短路故障转换为开路故障,同时实现所在支路的故障隔离。 通过在传统逆变器的直流环节添加辅助单元,实现逆变器发生单上开关管开路故障单下开关管开路故障和一个桥臂上下两开关管同时开路故障时的容错运行。 通过容错逆变器驱动星形三相六状态工作的无刷直流电机负载,使逆变器容错运行时带载能力不降低,保障了系统的可靠运行。
1工作原理分析
1.1故障隔离
故障隔离是将诊断出的故障部分与其他正常部分进行分离的技术。 逆变器的故障被成功诊断后必须采取措施进行隔离,否则会影响其他正常部分的工作,造成二次故障。 系统主电路结构如图1所示对于图中所示的容错逆变器,如果为单管或单桥臂开路故障,禁止给故障单管或单桥臂输出驱动信号,单管或桥臂开路故障便不会对重构逆变器产生影响;如果为开关管短路故障,将会烧毁开关管所在支路的快速熔断器,使得该支路最终转化为开路故障状态,实现故障的隔离,避免或减小故障对整个系统的影响。
1.2上管开路故障容错运行
由于短路故障最终转化为开路状态,所以在此讨论开关管开路故障时的容错方案。 无刷直流电机的6个状态完全独立可控[17,18],为简化分析过程,以ac相通电的状态 (假设电流从a相流入电机 ,c相流出电机)来分析方案。
a. 上管调制 ,下管恒通 (HPWM_LON)。
HPWM_LON调制方式时无刷直流电机工作在VT1脉冲宽度调制(PWM)、VT2恒通的状态时段。 当无故障存在时,在VT 1PWM导通时段 , 加在无刷直流电机ac两端的电压等于电源电压E;在VT1PWM关断时段,VT1截止,则加在无刷直流电机ac两端的电压等于零。
当VT1支路发生开路故障时,禁止给故障支路VT1输出驱动信号,让S1开关在VT1和VT 2工作的60° 区间一直导通,VT 7按照VT1的控制逻辑进行控制。 当VT7调制导通时,电源E的正极经过VT 7、Z1、S1加到电机的a端,电源E的负极经过F2、VT 2加到电机的c端,和VT1无故障时一样,无刷直流电机ac两端的电压等于电源电压E。 当VT 7调制关断时,负载电流通过VD4形成续流回路,和VT1无故障时一样,无刷直流电机ac两端的电压等于零。 因此,当VT1所在支路发生开路故障时,由于逆变器的容错运行,无刷直流电机的输出性能并没有受到影响。
b. 上管恒通,下管调制(HON_LPWM)。
HON_LPWM调制方式时无刷直流电机工作在VT 2PWM、VT 1恒通的状态时段。 当无故障存在时, 在VT 2PWM导通时段,加在无刷直流电机ac两端的电压等于电源电压E;在VT 2PWM关断时段 ,VT 2截止,加在无刷直流电机ac两端的电压等于零。
当VT1所在支路发生开路故障时,禁止给故障支路VT1输出驱动信号,让VT 7和S1开关在VT1和VT 2工作的60° 区间一直导通,VT2按照原来的控制逻辑进行控制。 当VT 2调制导通时,电源E的正极经过VT 7、Z1、S1加到电机的a端,电源E的负极经过F2、 VT 2加到电机的c端,和VT 1无故障时一样,无刷直流电机ac两端的电压等于电源电压E。 当VT2调制关断时,负载电流通过VD5形成续流回路,和VT 1无故障时一样,无刷直流电机ac两端的电压等于零。 因此,当VT1所在支路发生开路故障时,由于逆变器的容错运行,无刷直流电机的输出性能同样没有受到影响。
1.3下管开路故障容错运行
为简化分析过程,仍然以ac相通电的状态(电流从a相流入电机,c相流出电机)来分析。
a. 上管调制,下管恒通(HPWM_LON)。
当VT2所在支路发生开路故障时,禁止给故障支路VT2输出驱动信号,让VT8和S3开关在VT 1和VT工作的60° 区间一直导通,VT1的控制逻辑不变。 当VT 1调制导通时,电源E的正极经过F1、VT 1加到电机的a端,电源E的负极经过VT 8、Z3、S3加到电机的端,和VT 2无故障时一样,无刷直流电机ac两端的电压都等于电源电压E。 当VT1调制关断时,负载电流通过VD 4形成续流回路,和VT 2无故障时一样,无刷直流电机ac两端的电压等于零。 因此,当VT 2所在支路发生开路故障时,由于逆变器的容错运行,无刷直流电机的输出性能并没有受到影响。
b. 上管恒通,下管调制(HON_LPWM)。
HON_LPWM调制方式时无刷直流电机工作在VT 2PWM、VT 1恒通的状态时段。 当VT 2所在支路发生开路故障时,禁止给故障支路VT 2输出驱动信号, 让开关S3在VT 1和VT 2工作的60° 区间一直导通,VT按照VT 2原来的控制逻辑进行控制。 当VT 8调制导通时,电源E的正极经过F1、VT 1加到电机的a端,电源E的负极经过VT 8、Z3、S3加到电机的c端,和VT无故障时一样,无刷直流电机ac两端的电压等于电源电压E。 当VT 8调制关断时,负载电流通过VD5形成续流回路,和VT 2无故障时一样,无刷直流电机a两端的电压等于零。 因此,当VT 2所在支路发生开路故障时,由于逆变器的容错运行,无刷直流电机的输出性能同样没有受到影响。
2仿真和实验分析
为了验证拓扑的可行性和理论分析的结果,对提出的容错逆变器驱动无刷直流电机负载进行了仿真和实验。 仿真时无刷直流电机的额定电压300 V逆变器直流供电电压300 V;实验时无刷直流电机的额定电压24 V,逆变器直流供电电压24 V。 图2和图3为仿真波形,图4为实验波形,其中ia、ib、ic为电机三相电流,iT x的正向电流表示流过开关管VT x的电流,负向电流表示流过与开关管VTx反并联二极管VDx的电流。
图2为VT 1支路发生开路故障时的仿真波形。 图2(a)为HPWM_LON调制方式,此时VT 1在工作的120° 区间处于PWM状态。 由图可见,当在30 m发生VT1支路开路故障时,容错逆变器容错运行,在VT6或VT2导通时段,用VT1控制信号控制VT7,PWM导通时段,电流流过VT 7;PWM关断时段 ,电流流过二极管VD4。 图2(b)为HON_LPWM调制方式,此时VT在工作的120° 区间保持恒通。 由图2可见,当在30 ms发生VT1支路开路故障时,容错逆变器容错运行,在VT6或VT 2PWM导通时段,电流被容错到VT 7; 在VT4PWM关断时段 ,电流流过与VT 7反并联的二极管VD7。 仿真结果与1.2节分析的一致,同时,由图可见,电机三相输出电流ia、ib、ic在VT1支路出现开路故障后没有变化,因此,电机的输出性能没有受到影响。
图3为VT 2支路发生开路故障时的仿真波形。 图3(a)为HPWM_LON调制方式,此时VT2在工作的120° 区间保持恒通 。 由图可见,当在20 ms发生VT支路开路故障时,容错逆变器容错运行,在VT1和VT3PWM导通时段 ,电流流过VT8;在VT 5PWM关断时段,电流流过与VT8反并联的二极管VD8。 图3(b) 为HON_LPWM调制方式,此时VT2在工作的120° 区间处于PWM状态。 由图可见,当在20 ms发生VT支路开路故障时,容错逆变器容错运行,停发VT2控制信号,在VT1或VT3保持导通时段,用VT2控制信号控制VT 8,PWM导通时段 , 电流流过VT8,PWM关断时,电流流过二极管VD5。 仿真结果与1.3节分析的一致,证明了理论分析的正确性。 同样,由图可见, 电机三相输出电流ia、ib、ic在VT2支路出现开路故障后没有变化,因此,电机的输出性能没有受到影响。
图4(a)和(b)为VT1支路发生开路故障时的实验波形,其中,图4(a)为HPWM_LON调制方式,图4(b) 为HON_LPWM调制方式。 由图可见,在VT1支路发生开路故障时,逆变器容错运行,无论HPWM_LON调制还是HON_LPWM调制,VT1支路电流都被容错到VT7支路。 图4(c)和(d)为VT2支路发生开路故障时的实验波形,其中,图4(c)为HPWM_LON调制方式,图4(d)为HON_LPWM调制方式。 由图可见, 在VT2支路发生开路故障时,逆变器容错运行,无论HPWM_LON调制还是HON_LPWM调制 ,VT 2支路电流都被容错到VT 8支路。 实验结果与理论分析及仿真结果可以相互支持,证明了理论分析的正确性。
3结论
本文提出了一种容错运行逆变电路,并对电路的容错过程进行了详细的理论分析。 最后对新型容错逆变器进行了仿真和实验,结果与理论分析有较好的一致性。 该新型容错逆变电路具有以下优点:
a. 可容错单上开关管开路故障 、单下开关管开路故障和一个桥臂上下两开关管同时开路故障;
b. 容错运行时系统的输出性能不降低 ;
c. 附加电路简单 , 容错控制算法简单 ;
d. 提高了系统可靠性 。
摘要：功率变换器中电力电子器件及其驱动电路是最易发生故障的薄弱环节,为提高系统可靠性,提出一种新型容错逆变器。通过在每个桥臂上串联快速熔断器,实现短路故障转换为开路故障,同时实现所在支路的故障隔离。通过在传统逆变器的直流环节添加辅助单元,实现逆变器发生单上开关管开路故障、单下开关管开路故障和一个桥臂上下两开关管同时开路故障时的容错运行,并且不降低系统性能。详细阐述该容错逆变器拓扑的工作原理和动作模式。对提出的新型容错逆变器驱动三相无刷直流电机进行仿真和实验,结果验证了电路结构和理论分析的正确性与可行性。
基于DSP的三相高频逆变器 篇4
随着电力电子技术的不断发展与进步,对电源的输出频率、工作可靠性和效率等方面的要求进一步提高[1]。在高频逆变器工作过程中,为了改善电源质量、提高电源效率,常常使用串联谐振式的补偿方案,使逆变器工作在功率因数等于或接近于1 的谐振或准谐振状态,要求逆变器能自动跟踪负载的固有谐振频率[2]。传统的锁相环通常采用集成芯片CD4046,但是以CD4046 控制芯片为控制单元的系统存在着一定的不足[3],PLL电路可能会出现失锁的现象。
电磁抹拭( EMW) 装置尚处于研发阶段,本研究根据电磁抹拭的技术机理[4],提出三相高频逆变器的解决方案,采用串联谐振式的补偿方式,设计以数字信号处理器TMS320F28035 为核心的闭环控制系统; 同时通过实验样机的制作与实验,验证控制方案设计的正确性。
1系统结构
本研究基于电磁抹拭装置而提出的三相高频逆变器结构图如图1 所示[5-8]。
该系统主电路主要包括三相AC /DC不控整流桥,电压型三相逆变桥,负载高频匹配变压器T,谐振电容C以及三相负载感应线圈L。逆变器选用英飞凌公司的IGBT模块。控制电路主要包括数字信号处理器DSP TMS320F28035 核心的控制电路,信号采集与调理电路以及PC929 光耦隔离触发驱动电路。
2控制系统分析与设计
高频逆变器工作在容性状态时,特别是在开关管大电流关断的情况下,二极管的反向恢复会比较严重,在桥臂间的引线电感上引起很高的Ldi/dt,导致开关管过压击穿,因此,这种情况会极大的降低电源的可靠性。而工作在感性状态时,二极管自然换流,IGBT在零电流下开通,开通损耗较小[9]。
基于以上情况,本研究设计的控制结构框图如图2 所示。
传递函数框图如图3 所示。
逆变器主控制方式采用双环结构,电流环与内部数字锁相环。逆变器输出高频电流经过采样调理电路得到A相输出电流幅值Iao,给定电流值If与Iao的差得到输出电流误差信号,经过控制器Gc1( s) ,限幅输出作为相位内环的相位给定值 θf。内部锁相环采用平均值锁相方式,即将输出电压相位脉冲信号移相90°,与输出电流脉冲信号经过异或门输出,经滤波之后得到相位信号 θa,θf与 θa的差得到相位误差信号,经过控制器Gc2( s) ,限幅输出给压控振荡器( VCO) ,输出脉冲驱动信号。
为了使三相都工作在感性状态,本研究在双环的基础上添加了一个限相环。限相环的工作原理如下随着逆变器输出频率的降低,输出电流增加,当任何一相的相位信号即将进入容性状态或超出了限相值 θmax时,限相环输出 θL,使逆变器的输出频率增加,直到电路达到新的平衡,从而有效地防止逆变器进入容性状态。
电路正常工作过程如下: 电路启动时,系统工作在最大频率,逆变器输出三相电压,电路几乎工作在全感性状态,此时输出电流很小。当增大给定电流参考并超过输出电流幅值时,经过双环作用,使系统的输出频率降低,输出电流增大,直到电路任何一相工作在谐振或准谐振状态,此时输出电流达到最大值; 反过来,当给定电流参考减小并低于输出电流幅值时,系统的输出频率增加,使输出电流减小,直到输出频率为系统固有输出频率最大值,此时电流达到最小值。
2. 1 控制器设计与数字化
本研究的控制器设计采用PI控制器,为了在DSP中实现该算法,本研究采取双线性变换[10]对补偿器进行离散化。对于PI控制器,有:
离散化方程:
将式( 2) 代入式( 1) ,有:
转化为差分形式有:
在该设计中控制器参数如下:
2. 2 软件设计
系统利用TMS320F28035 中的EPWM模块产生6路IGBT驱动信号,三相驱动信号互差120°,由死区控制寄存器实现死区控制。系统主程序流程图如图4 所示。
3实验及结果
本研究根据如图1 所示的结构设计并制作了一台实验样机,部分参数如下: 输入电压为三相交流电220V,额定输出功率10 k W,系统谐振工作频率为33 k Hz。逆变器输出电压、电流波形如图5 所示。
从图5 中可以看出,当三相负载不平衡时,通过限相环的作用,当B相达到准谐振状态,即B相相位被锁定在限相值,系统的谐振频率不再降低,A、C相工作在感性状态,此时IGBT零电流开通。
4结束语
本研究设计并制作了一台三相高频逆变器,根据串联谐振式负载的特性,提出了采用DSP作为核心控制芯片的数字控制方案,并详细给出了其控制策略。
理论研究与实验结果表明,该控制策略实现简单,能有效地跟踪负载的谐振频率,并且实现开关管的零电流开通; 系统工作稳定可靠,能有效调节逆变器的输出功率,是一种比较实用的解决方案。
三相瞬时值反馈逆变器的初步研究 篇5
随着电力电子技术的飞速发展和各行各业对电气设备控制性能要求的提高,逆变技术在许多领域应用越来越广泛。为了逆变器应用于不同场合,人们对逆变技术要求也越来越高,于是各种适合于不同要求的逆变器的控制方案被提了出来。
逆变器的控制方案很多,瞬时值控制是其中的一种。所谓瞬时值控制就是对逆变器的输出中的某一个或几个量的瞬时值进行反馈控制,以此来调节功率器件的开关状态,从而保持逆变器输出稳定的一种控制技术。由于是对系统输出的量进行瞬时值反馈调节,所以采用瞬时值控制的系统具有很快的动态响应和很好的可靠性。目前采用瞬时值控制方案的逆变器很多,根据逆变器系统调制的对象,一般可以分为电压瞬时值控制方案和电流瞬时值控制方案。由于电压瞬时值控制方案的逆变器动态响应不是很快,系统鲁棒性不强,已经不能满足高品质波形的输出要求,于是很多逆变器现在采用了电流瞬时值控制方案。目前先进的瞬时值控制一般采用双环或多环反馈,最典型的是输出滤波电感电流和输出电压(即输出滤波电容电压)反馈构成的电流型控制逆变器。其外环为输出电压反馈,电压调节器一般采用PI形式,其输出作为内环的给定;电感电流反馈构成内环,电流环设计为电流跟随器。目前比较常见的电流跟随控制技术有电流滞环瞬时值控制技术和电流SPWM瞬时值控制技术。
单相输出电压和电容电流瞬时值控制的逆变器具有很好的输出波形品质,良好的动态性能和非线性负载适应能力。为了满足三相应用的要求,主要对三相电容电流瞬时值反馈逆变器作了初步的研究。
1 三相瞬时值反馈逆变器系统研究
首先对三相瞬时值反馈逆变器进行系统的研究,主要包括逆变器主电路的分析,三相控制方案的研究和三相系统的实现。
1.1 主电路
图1所示为三相瞬时值控制逆变器的主电路。该三相瞬时值控制SPWM逆变器主电路拓扑采用了三相全桥式电路结构。它的特点是:电路结构简单,有6个功率开关管,控制方便。功率管后面的电路输出采用了电感电容低通滤波器,对三相输出电压和滤波电容电流瞬时值采样后进行反馈控制,从而使输出电压保持恒定。
1.2 电感电流反馈三相工作原理
单相电感电流瞬时值反馈SPWM逆变器的基本控制工作原理就是由电流基准与电感电流反馈的误差作为调制波和一个三角载波进行交截,产生SPWM波,控制功率器件的导通与管断,从而使输出保持稳定。
对于三相系统(图1),可以定义a相的开关状态为:
Sa=1时,开关Q3导通,Q2关断;
Sa=0时,开关Q2导通,Q3关断。
b相和c相也有类似定义。于是可以得到三相输出电压ua,ub,uc为:
从这些方程式可以看出:1)改变该逆变器的开关状态,就可以使输出电压得到改变;2)三相SPWM逆变器不是简单的三个单相SPWM逆变器的叠加,三相控制相互不独立,改变一相的开关状态,会引起其他两相输出电压的改变,这是一个强耦合的开关控制模型。
三相SPWM方法的每相控制方法和单相的相同。当三角波的频率足够高时,上述各式的开关信号Sa,Sb和Sc分别可用其占空比da, db和dc来表示。
由于采用电感电流反馈,调制波信号是由电感电流反馈与电流基准的误差放大得到,即Uas=ki(iar-ial)。所以Sa,Sb和Sc的占空比可分别表示为:
当电感电流ial+ibl+icl=0和基准电流iar+ibr+icr=0,即在逆变器三相三线输出时,在每一个三角波周期内,有undefined。
所以当三角波频率很高时,在每一个三角波周期内,(2Sa-Sb-Sc)的平均值等于(2da-db-dc),这样方程组(1)中每一相的输出电压就只由那一相的开关信号决定,而与其他两相的开关信号无关。方程组(1)可以表示为:
于是一个开关控制强耦合的三相逆变器,在开关频率固定的电感电流反馈的SPWM控制方案下,可以解耦为独立的、线性控制的三个单相开关频率固定的电感电流反馈电流SPWM控制逆变器。
1.3 电容电流反馈三相工作原理
如果采用电容电流反馈,基本控制工作原理就是由电流基准与电容电流反馈的误差作为调制波和一个三角载波进行交截,产生SPWM波,控制功率器件的导通与管断。同样按照上面的分析方法,可以得到三相输出电压的表达式为:
由式(5)看出,每一相的输出电压是由三相的开关状态以及每一相各自的电容电流与负载电流的决定。由于采用了电容电流反馈,则Uas=ki(iar-iac), b, c两相同理。所以有:
当满足iac+ibc+icc=0,而且基准电流iar+ibr+icr时,在每一个三角波周期内,有undefined。所以当三角波频率很高时,在每一个三角波周期内,(2Sa-Sb-Sc)的平均值等于(2da-db-dc)。于是方程(5)可以表达为:
所以,在满足iac+ibc+icc=0和iar+ibr+icr=0时,开关控制强耦合的三相逆变器在开关频率固定的电容电流反馈的SPWM控制方案下也可以解耦为独立的、线性控制的三个单相开关频率固定的电容电流反馈电流SPWM控制逆变器。
1.4 性能分析
由上面的分析可以知道,三相开关频率固定的电容电流瞬时值反馈电流SPWM控制逆变器,在开关频率足够高时,可以实现解耦控制。所以,三相电容电流瞬时值反馈逆变器可以具有和单相电容电流瞬时值反馈电流SPWM控制逆变器的同样性能。
2 仿真研究
对三相瞬时值反馈逆变器建立仿真模型,图2所示为三相逆变器仿真模型。
对三相逆变器进行仿真研究。输入直流电压为600V,输出电压为三相380V/50Hz,额定功率为3kVA。得到系统在空载和阻性负载,感性负载(cosφ=0.75)和容性负载(cosφ=-0.75)时的输出电压和电流波形如图3所示。
仿真结果显示系统具有很好的输出电压波形,在输入电压变化10%,全部负载范围内输出电压的变化范围小于2%。
在突加负载时的输出电压和电感,系统同样具有很好的动态响应。
3 小结
文中对输出电压和电容电流瞬时值控制的三相电流SPWM逆变器进行了初步的分析,得出了三相解耦控制的条件,并对三相逆变器进行了仿真的研究,得到了系统稳态的输出波形和动态响应。
摘要：对瞬时值控制逆变技术状况进行了概述,对采用输出电压和电容电流瞬时值反馈的电流SPWM控制技术的三相逆变器进行了初步研究,仿真并显示了采用该控制技术的三相逆变器的输出波形。
关键词：瞬时值控制,SPWM,逆变器,电容电流反馈
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一种新颖的三相逆变器解耦方法 篇6
随着电力电子技术的快速发展,三相逆变技术被广泛应用于交流传动、无功补偿等领域,其主电路通常采用三相逆变桥结构。这种电路结构在平衡负载下可以获得非常好的输出性能,在不平衡负载情况下,由于其三相之间存在一定的耦合关系,调节其中的任何一相,必然影响到其他两相的电压输出,三相电源会失衡甚至无法正常工作。在实际工程应用中三相负载不平衡或极端不平衡的情况是普遍存在的,这就要求对电路进行解耦控制。传统的方法是在输出端加入一个中点形成变压器,这种方法虽然可以满足三相四线输出的要求,且能够保障较高的直流利用率,但是中点形成变压器的加入大大增加了系统的体积和重量。为了减小逆变器的体积和重量,可以在三相逆变器的基础上增加一个桥来形成中点,即构成三相四桥臂结构[1,2,3]。
本研究提出一种新的三相四桥臂拓扑结构,通过二极管钳位使第4桥臂实现四电平输出,从而控制对交流中性点电压,使得三相电压完全解耦,在不平衡负载下,三相逆变电源能够维持很好的对称输出电压。
1三相逆变器解耦分析
1.1三桥臂三相逆变器中点电位分析
普通三桥臂三相逆变器主电路拓扑,如图1所示。
如图1所示,若输出滤波电路参数三相对称,L1=L2=L3=Ls,C1=C2=C3=Cs,则有:
式中 UAO、UBO、UCO、UNO—A、B、C、N4点相对于O点的电压;I1、I2、I3—通过电感L1、L2、L3中的电流;Ua、Ub、Uc—负载Z1、Z2、Z3的电压。
三相逆变器正常工作时,同一桥臂只有一个开关管导通,因此在任意时刻下列等式均成立:
I1+I2+I3=0 (4)
而在平衡负载条件下Z1=Z2=Z3,由对称性可知:
Ua+Ub+Uc=0 (5)
将式(1)、式(2)和式(3)相加,代入式(4)、式(5),可得到中点电压公式:
即对于逆变桥的某一确定的开关状态,可以求出中点电压UNO,如开关状态为
可以看出,在对称负载条件下,逆变器的开关状态与中点电压具有一一对应关系。三桥臂三相逆变器共有8种可能的开关状态,即6个非零状态和两个零状态(000)、(111)。在对称情况下,三相逆变桥的8种工作状态及其对应星形负载中点电压,如表1所示。
由上述分析可知,在不对称负载条件下,只要令三相四桥臂逆变器第4桥臂的中点电压与对称负载时中点电压相等,则前三桥臂仍按对称负载时的开关规律工作,从而可得到所需的三相正弦波信号,实现三相逆变电源的解耦。
1.2新的四桥臂三相逆变器主回路拓扑及解耦
如图2所示,在普通三相逆变电路基础上加入第4桥臂,第4桥臂由6个开关管和2对二极管构成,桥臂中点O与负载中点N相连,其中,SDx与SDx′(x=1,2,3)为两开关的开关逻辑互补。
第4桥臂的上述结构可以实现四电平电压输出,输出电压与相应的开关状态的关系,如表2所示。其中SD1,SD2,SD3分别表示第4桥臂上部3个开关的状态,“0”表示关断状态,“1”表示闭合状态。
如果忽略开关损耗和电路延时,第4桥臂等效开关电路,如图3所示。
由以上分析可知,在不对称负载条件下通过控制中点电压,实现前三桥臂开关状态与中点电压一一对应,使各相负载的工作与对称时相同,从而实现了三相逆变器的解耦控制。具体可分为以下4种情况:
(1) SA+SB+SC=3时,Vp=E/2,此时SD1=1,SD2=1,SD3=1;
(2) SA+SB+SC=2时,Vp=E/6,此时SD1=0,SD2=1,SD3=1;
(3) SA+SB+SC=1时,Vp=-E/6,此时SD1=0,SD2=0,SD3=1;
(4) SA+SB+SC=0时,Vp=-E/2,此时SD1=0,SD2=0,SD3=0;
其中,SA、SB、SC表示前三桥臂上部开关的开关状态:
根据上述关系,可以得出第4桥臂上部三开关逻辑:
由上述开关逻辑对第4桥臂进行控制,即可得到与前三桥臂开关状态对应的中点电压,实现逆变器三相电压的解耦。
2仿真模型的建立
本研究采用Matlab 7.1软件中的Simulink和Power System Blockset构建了三相四桥臂逆变器系统的电路模型[4]。本仿真模型中的逆变器采用SPWM控制,直流电源电压E=300 V,开环调制度为m=0.8,滤波参数为:
在已选滤波参数条件下,仿真试验采用两种负载。负载1(对称负载):Z1=40 Ω,Z2=40 Ω,Z3=40 Ω;负载2(不对称负载):Z1=80 Ω,Z2=40 Ω+0.1 mH,Z3=30 Ω+350 μF。仿真结果,如图5所示。
从仿真波形可看出,逆变器在启动的第1周期为暂态过程,1个周期后达到稳态。在对称负载Z1条件下,负载三相电压、电流幅值相等,相位互差120°,与不加中线效果完全一样。在不对称负载Z2条件下,仿真结果为:
Ua=247.1 V,Ub=246.5 V,Uc=253.6 V
THD≤3%,Ia=3.089 A,Ib=6.15 A
Ic=8.042 A,INO=5.923 A
根据矢量计算原理及三相电压互差120°这一特点,可以通过矢量计算得到中线电流矢量:
可见中线电流的理论计算结果和仿真结果相当吻合。由上述仿真结果可知,在前三桥臂控制方法不变的基础上,引入第4桥臂对中点电压进行控制,在系统带平衡负载时不会改变原系统的工作状态,而只有当系统带不平衡负载时,才能发生作用,使得逆变器三相输出电压之间的差异很小,此差异主要是由三相内阻不平衡造成的,从而克服了逆变器三相之间的相互影响,实现了不平衡负载下的三相解耦控制[5,6,7]。
3结束语
本研究提出了新的三相四桥臂逆变电路拓扑,通过第4桥臂实现多电平输出来控制中点电位,从而保持各相负载工作相互独立;并且分别对三相四桥臂逆变电路在平衡负载与不平衡负载条件下系统的的输出状态进行了仿真分析。仿真结果表明,在一定的LC滤波条件下,本方法可在相应的负载变化范围内起到了很好的控制效果。
参考文献
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三相PWM逆变器的近似建模方法 篇7
随着变换器技术的发展,电力电子设备在各个工业领域得到广泛应用,采用电力电子变换器仿真可以减少开发时间和花费,而这离不开建模[1]。其建模方法经历了由数值法到解析法的过程。数值法是根据一定的算法进行计算机运算处理而获得的数值解。其最大的优点是计算速度较快。然而数值法所得的结果,物理概念不明确,很难提供电路工作机理的信息而且计算量过大。解析法是指用解析表达式来描述变换器特性的建模方法,着眼于工作机理的分析,能为设计提供较明了的依据。解析法精确度高,但结果表达式复杂,难以处理非理想元件,因而难指导设计[2]。
本文采用一种准近似方法来建立电力电子变换器的模型,并利用建立的模型进行了仿真,与精确结果相比,模型的精确度较高。
2 准状态空间模型的建立
由于电力电子换流器的开关特性,在每个开关周期中,有多个拓扑形式,首先为每个拓扑建立状态空间方程,形式如下:
式中:Tk,j-1
xs(t)=e Aj(t-t0,j)xs(t0,j)+乙0t,j e Aj(t-τ)Bju(t)dτ(3)
假设输入u(t)为常量,令t=t0,j+△tj,则有:
其中I为单位矩阵。
一般来说,求状态方程的精确解比较困难,因此有很多文献是求其近似解,比如e Aj△tj用泰勒级数的前几项来近似,在精度要求不太高的场合,比较简单适用[3]。但是在一些精度要求较高的地方,提高泰勒级数的阶数,则会使系统的复杂程度增加,因此希望能在提高e Aj△tj的近似度的同时,又能简单化。本文采用以下方法来求状态方程的近似解。
其中δj=△tj/Ts,△tj
令Φa(r,c),j,Φb(r,c),j分别为Φa,j,和Φb,j的r行c列。则误差如下:
其中zj,(r,c)为e Aj,Ts,δj真实值的r行c列。设δj变化步长为1/H,则δj=h/H,h=0,1,…,H。
第h步,
如果r=c:
如果r≠c:
其中zj(r,c)(h)为e Aj Tsh/H的r行c列。
如果r=c
如果r≠c
欲使Φ(r,c),j最小,则可对以上方程求导数:
化简得:
整理得:
其中整理上式,从而可以得到
因此,可得
其中Za、Zb包含了e Aj△tj的真实值Zj(h),e Aj△tj用帕德近似多项式来近似[4],即令e Aj△tj=Aq/Bq=Zj(h)。
其中:
逆变器输出方程为:
vN=Cjxs(t)+Dju(t)1≤j≤N,类似于Aj、Bj,Cj、Dj为第j次拓扑电路的输出方程。Cj、Dj矩阵的维数为Cj(p×n)、Dj(p×m),其中:n为换流器中状态变量的个数;m为输入电源的个数;p为电路中的节点数。在本文中选择电容电压和电感电流作为状态变量。
由输出方程得:
3 PWM三相逆变器状态空间方程
近年来多电平换流器技术得到了长足发展。日本长冈科技大学的A Nabae等人在1980年提出了二极管中点钳位式(Neutral Point Clamped,NPC)换流器。NPC结构的出现为高压大容量电压型换流器的发展开辟了一条新思路。如图1所示为NPC三电平换流器的拓扑结构图。换流器有三相(A,B,C)6个支臂,每个支臂由两个IGBT串联组成,Sm X(m=1,2,3,4;X=A,B,C)分别对应三相中的IGBT开关。直流电源接两个电容分压,电容电压中点通过6个钳位二极管与6个支臂的中间连接起来。每相包括2个钳位二极管,4个IGBT和4个反并联续流二极管。
作出如下假设:(1)理想阀元件,开和关瞬时完成,正向漏电流为0;(2)各桥臂上的参数(电阻、电抗)平衡,变压器阻抗已折算到桥臂阻抗上;(3)系统中交流侧的电压为工频正弦波,电压电流满足三相平衡条件。将i(t)、v(t)、s(t)简写为i、v和s,则可得逆变器的时域表达式为:
其中:SPA,SNA,SOA为A相对应的三种开关状态,为A相的等效开关函数,且满足:
同样,SPB、SNB、SOB、SPC、SNC、SOC分别为B、C相的等效开关函数。
4 实验结果
对三相PWM逆变器的系统模型,利用准状态空间分析法进行分析,实现系统的仿真,从而验证模型的可靠性。仿真参数如下,直流输入电压为200 V,滤波电感La,Lb,Lc均为0.05 m H,滤波电容Cf为4μF,逆变器开关频率为15.6 k Hz,a、b、c三相分别挂接有一个单相纯阻负载,阻值为5Ω。则逆变器A相输出电压如图2所示,其中a为准状态空间表达式的仿真曲线,b为用泰勒级数二阶近似的建模方法的仿真曲线。
从图2可以看出,准状态空间法建立的模型精确度比较高,基本符合要求。
5 结论
本文基于准多项式近似建模法,建立了三相逆变器的模型,并在MATLAB中实现了零状态响应和负载突变动态响应的仿真,表明了模型的有效性。
同时,本文所得的结果还有很多问题值得深入研究,例如如何更有效地选择状态转移矩阵的真实值,及利用新模型进一步分析系统特性并对控制器进行设计等。
摘要：三相逆变器中包含了一些开关器件,具有很强的非线性,在建立其状态空间模型时,很难得出它的解析解,介绍了一种用准状态空间方程的方法,比较精确地建立了三相逆变器的数学模型。并在MATLAB/SIMULINK中仿真了电磁暂态和状态空间近似模型,仿真结果验证了提出的模型是精确和有效的。
关键词：逆变器,状态空间方程,帕德近似
参考文献
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