脉冲反应分析

2024-09-03

脉冲反应分析（精选九篇）

脉冲反应分析篇1

1 资料与方法

1.1 一般资料

选取我院近期收治的60例疑似支气管哮喘患儿作为观察对象，为观察组，另选60例肺功能正常的患儿作为对照组，常规进行肺通气功能检查，FEV1实测值与预计值的比例>70%，停止β2受体激动剂、茶碱类及吸入糖皮质激素药物12h,2d内不服用抗组胺药物，确定所选患儿中无心肺功能不全、高血压及妊娠等禁忌证患者，其中观察组60例中男35例，女25例，年龄6个月～6岁，平均4.2岁，对照组中男32例，女28例，年龄5个月～7岁，平均4.5岁，两组患者的年龄、病程及其他资料无显著差异（P>0.05），具有可比性。

1.2方法

应用肺功能检测仪进行脉冲振荡指标的测定，激发物选择组胺。生理盐水稀释后调配成浓度为4mg/ml、32mg/ml的液体，应用APS给药法，在基础状态的情况下每个浓度吸入药物，用脉冲震荡肺功能仪测定呼吸道的阻力。

1.3 检测指标

共振频率、呼吸总阻抗、气道阻力（总气道、中心气道及周边气道）、电抗；肺通气功能检测用力肺活量、FEV1及PEF等指标，

1.4 激发试验阳性判断标准

累计吸入激发物乙酰甲胆碱≤12.8mg/ml,FEV1比较基础值下降大于20%判断为激发试验炎性。

1.5 统计学分析

采用SPASS 12.0统计学软件处理，计量资料采用，比较资料采用t检验，计数资料采用χ2检验，采用Pearson相关系数进行指标的相关性分析，P<0.05为差异具有显著性，有统计学意义。

2 结果

激发试验后观察组患儿的共振频率、呼吸总阻抗及气道阻力等指标与对照组比较均有明显增加，差异有统计学意义（P<0.05），其中与电抗呈现负相关，详细情况见附表。

3 讨论

脉冲震荡肺功能测试是在强迫振荡的基础上发展起来的，它操作简单，患者可以自主呼吸，无需配合，通过调整脉冲频率测定患者呼吸阻抗的变化，且有很好的重复性[2]。本组研究中，激发试验前，观察组患儿的各项指标与肺功能正常的对照组比较无明显差异（P>0.05），激发试验后观察组患者的共振频率、气道阻力及呼吸总阻抗与对照组相比差异有统计学意义（P<0.05），观察组患者在脉冲振荡中的测定指标中电抗和FEV1呈正相关，其余指标呈负相关。脉冲振荡能够对患儿气道阻力的变化进行客观反应，对于哮喘等疾病的诊断有较高的临床价值。

摘要：选取我院近期收治的60例疑似支气管哮喘患儿作为观察组,与60例肺功能正常患儿(对照组)分别进行脉冲震荡测定气道前后的变化和肺功能变化,并对肺功能的各个参数进行测定,对比两组结果进行相关性分析。观察组患者的共振频率、气道阻力及呼吸总阻抗与对照组相比差异有统计学意义(P<0.05),观察组患者在脉冲振荡中的测定指标中电抗和FEV1呈正相关,其余指标呈负相关。脉冲震荡肺功能检测法对于哮喘等疾病的诊断有较高的临床价值,在儿童气道反应性测定中有很好的相关性。

关键词：脉冲振荡法,肺功能,气道反应性,价值分析

参考文献

[1]邱洁萍,刘锦铭,杨文兰,等.脉冲震荡肺功能在气道反应性测定中的应用[J].中国结核和呼吸杂志.2008,31(7):531-532.

脉冲反应分析篇2

考虑了一类具有时滞增长反应及脉冲输入营养基的Monod-Haldane恒化器模型.获得微生物灭绝周期解全局吸引的充分条件,并运用脉冲时滞微分方程的`相关理论和方法,证明了系统在适当的条件下是持久的,结论还表明该时滞是有害时滞.

作者：魏春金陈兰荪 Wei Chunjin Chen Lansun 作者单位：魏春金,Wei Chunjin(集美大学理学院,福建,厦门,361021;大连理工大学应用数学系,辽宁,大连,116024)

陈兰荪,Chen Lansun(大连理工大学应用数学系,辽宁,大连,116024)

方波和脉冲信号之分析篇3

关键词：方波信号；脉冲信号；傅立叶级数

中图分类号：TN781 文献标识码：A 文章编号：1006-3315（2015）06-187-001

1.讨论的必要性

近年来，学生在做计数器这个实验时，经常将方波信号当作脉冲信号使用，导致实验结果产生奇怪的错误。从方波信号和脉冲信号的波形上看，两者确实很相似，为什么方波信号不能作为脉冲信号使用，要了解和认识这个问题，不妨从付里叶级数和数字电路这两方面进行讨论分析，找出它们的联系和区别。

2.从付里叶级数的角度进行分析

从方波信号和脉冲信号的波形上看，脉冲信号是关于Y轴对称的偶函数；而方波信号可以看成是脉冲信号沿Y轴下移1/2单位所得到的，它既是偶函数、又是奇谐函数。通过对它们进行付里叶级数展开，发现它们的频率谱线极为相似，谐波的幅度都是以1/n规律收敛的；两者的区别只在于当脉冲的（w=2π/T时，谱线为0；而方波的w=2nw1，谱线为0。

3.从数字电路角度去分析

数字电路主要是由组合逻辑电路和时序逻辑电路器件组成的。脉冲的概念是在讲述时序逻辑电路的基本单元一触发器时引进的，触发器是在脉冲触发作用下翻转工作的，所以，时序电路必须有一个脉冲信号输入端。脉冲是通过与一些逻辑门的连接、起到控制时序电路工作的作用。

如果了解逻辑门的物理结构，就可以知道脉冲信号的实质。在数字电路中，我们讲的TTL电路是指制做在一个硅片上的、它的输入和输出都是三极管的电路，此时的三极管不是起放大作用的，而是起到一个导通或截止的开关作用。它的输入量和输出量只有低电位（ov-0.7V，用0表示）和高电位（3.6V-5V，用1表示）两种状态，数字电路由此得名。脉冲是加到门电路输入端的输入信号，但它不是时序电路的逻辑运算量，而是起到控制时序电路工作的作用，脉冲信号本质还是一个0或1的数字量。

这样可以知道，由于数字电路的输入端要求的输入信号电压量范围是OV-5V，而方波信号有一部分的电压为负值，如果将方波信号作为脉冲输入信号，它的电压超出了门电路规定的范围，门电路不能按正常的逻辑关系工作，导致时序电路产生一些不符合逻辑规律的结果。

4.体会

脉冲反应分析篇4

关键词：生物反应器,神经干细胞,脉冲加载,应变,力学生物学

0 引言

神经干细胞的发现和研究为神经再生这一难题提供了新的契机。目前, 关于神经干细胞的增殖与定向分化中存在着如分化细胞不能够获得成熟神经元的全部特征、分化存活率低及分化不确定等问题[1,2]。总结当前力学载荷对神经干细胞的影响, 从胚胎发育学及神经干细胞生长的微环境角度考虑, 我们认为脉冲载荷可能是影响神经干细胞生长、发育、增殖、迁移及分化的合适力学环境, 可能诱导出相对成熟的神经元样细胞, 并影响其有序排列及定向迁移。本课题组设计并建立了一套新型的动态脉冲载荷与灌流生物反应器系统。该生物反应器能模拟体内生物学及力学环境, 对培养神经干细胞进行稳定及可靠的脉冲载荷及应变刺激, 为动态培养环境下神经干细胞迁移、定向诱导、分化及力学生物学机理研究提供了一种可靠的平台。

1 材料与方法

1.1 动态监测侧脑室颅内压变化及生化指标

选取武警后勤学院附属医院神经科重症监护病房 (Neuro-ICU) 在2010年6月至2011年6月期间收治的蛛网膜下腔出血 (subarachnoid hemorrhage, SAH) Hunt-hess分级Ⅰ~Ⅲ患者36例。在积极治疗原发病的基础上, 均予以急诊行锥颅侧脑室额角穿刺术。具体方法为:患者剃发, 消毒, 铺无菌巾, 取鼻根正中间向上12~13 cm, 旁开2.5~3.5 cm为穿刺点 (如图1所示) 。右手持针, 针尖与皮肤垂直, 向同侧外眦角方向直刺约4~5 cm, 拔出针芯, 如有脑脊液流出, 连接RAUMDIC双腔脑室引流装置 (内径1.8 mm的内腔管, 外径2 mm, 德国罗牌) 。术后予以持续脑室外引流及颅内压监护, 引流管保留时间为5~7 d。分别于脑室引流术后1、3、5、7 d送检脑脊液, 比较脑脊液细胞及生化指标。

1.2 动态载荷与脉冲生物反应器系统的设计

1.2.1 脉冲力学加载装置结构

脉冲力学加载装置包括电动机动力系统、细胞加载系统和计算机控制系统。细胞力学加载生物反应器在单片机程序及电路控制系统调控下可以对培养皿内的细胞进行生物学培养, 同时又可以对细胞施加一定参数的脉冲力学载荷。其结构如图2所示。步进电动机通过行程连杆能够进行一定程序控制下的正转和反转, 带动移动夹持块作往复运动, 通过注射器传递液体压力, 进而对培养在生物半透膜上的神经细胞形成液压冲击 (如图3所示) ;培养皿内设置压力传感器及血气分析探头, 监测培养皿内生物学指标 (如温度、p O2、p CO2及p H值) 及液压传递变化。数据采集与计算机相连, 进行实时调控。

1.2.2 电路控制与动力系统的设计及工作原理

步进电动机为42BYG001 (江苏金坛市四海电机厂) , 分辨率为0.6°/步, 控制精度为0.001 25 mm, 螺距为0.5 mm, 实际误差控制为±50με。驱动器采用SH-4012伺服器, 其与步进电动机连接, 通过计算机EPP进行连接后构成动力加载系统。通过编码的单片机控制系统调控步进电动机, 彩色液晶可视频显示载荷参数并实时控制单片机程序。具体程序设计原理如图4所示。

1.3 生物反应器运行测试

以下对生物反应器的稳定性、可靠性及精确度进行验证, 并对培养系统的密闭性、无菌性及生物学环境进行测量。将细胞培养仓置于含5% (体积分数) CO2、37℃恒温培养箱内, 加入含10%胎牛血清的α-MEM培养液100 m L;以5、10及20 m L/min的流速实施循环灌流;通过控制系统或液晶屏可输入载荷频率、加载时间、实现波形等参数, 实时观察并记录各种实验数据, 纠正并调整与理论数据的偏差。每天抽取5 m L培养液作细菌培养, 行二氧化碳、氧分压、p H值及生化指标测量, 连续运转15 d。

1.壳体;2.导管;3.水槽;4.铂电极;5.培养池盖;6.生物半透膜;7.注射器固定架;8.注射器;9.固定架;10.连杆;11.圆盘;12.电动机;13.移动夹持块;14.滑槽;15.电动机固定架;16.底座

1.4 生物半透膜生物相容性、力学性能及应变测量

1.4.1 生物半透膜生物相容性测试

根据GB/T 16886.5—2003/ISO 10993-5:199《体外细胞毒性试验》标准, 从持续搅拌的神经干细胞悬浮液中吸取等量的悬浮液, 注入与浸提液接触的生物半透膜, 轻轻转动培养器皿, 使细胞均匀地分散在生物半透膜表面。选择含5% (体积分数) CO2的空气作为缓冲系统, 在 (37±2) ℃温度下进行培养, 用显微镜检查培养细胞的近汇合和形态情况。同法制备阴性和阳性对照材料平行器皿。

1.4.2 生物半透膜力学性能及应变测量

采用硅胶膜 (Sylgard 184 kit, USA) , 自制尺寸:半径20 mm, 厚0.3 mm。室温固化7 d后, 采用Instron5865材料测量仪进行拉伸实验。拉伸参数设定为:拉伸长度50 mm, 拉伸应变3% (3 000με) , 拉伸速度4.2 mm/s, 最大拉伸位移0.21 cm, 频率0.5 Hz, 拉伸次数100次。采用Ansys软件进行仿真模拟分析, 并构建数据模型, 有限元模型共计26 322×4=105 288单元, 压力:1、3、7 k Pa。采用超弹性单元HYPER58, 弹性模量1.0~17 MPa, 泊松比0.45。

1.5 统计学方法

采用SPSS 16.0统计软件进行统计学分析, 数据以均数±标准差表示;正态分布数据采用重复测量方差分析, LSD-t检验方法用于组间多重比较, P<0.05为差异有统计学意义。

2 结果

2.1 侧脑室颅内压变化及脑脊液生理指标

SAH Hunt-hess分级Ⅰ~Ⅲ患者的颅内压波动在5~20 mm Hg (1 mm Hg=133.322 Pa) , 呈半正弦波, 频率为0.5~2 Hz。脑脊液生化:葡萄糖2.2~3.9 mmol/L, 蛋白质120~600 mg/L, K+ (2.73±0.82) mmol/L, Na+ (137.7±8.9) mmol/L, Cl- (119.0±10.1) mmol/L。

2.2 设计结果

我们成功研制出在电路控制系统调控下的动态载荷与脉冲灌流生物反应器系统, 该装置可以在培养皿内对细胞进行生物学培养及诱导, 还可以对细胞施加一定的脉冲式力学载荷。实物图如图5、6所示。

2.3 生物反应器运行测试

反应器连续运行15 d, 所提取培养基均无细菌生长。加载装置能准确按上位控制指令运行, 指令工作时间和频率与实际相符, 位移偏差为 (0.5~8) ×10-3mm。在空载运行的基础上, 指令参数设为0.5 Hz、2周、施加应变3%, 结果显示:加载生物反应器噪音小、摩擦力小, 连接及夹持部位稳定, 电动机运行及升温稳定, 硅胶膜弹性良好。控制系统稳定, 无数据紊乱、程序跑飞和暂停现象, 液晶显示屏显示正常, 与实际运行相符。

2.4 生物半透膜生物相容性、力学性能及应变测量

2.4.1 生物相容性测量

采用普通聚赖氨酸包被培养器皿和硅胶膜培养神经干细胞, 培养5 d后显微镜检查显示培养细胞的近汇合和形态情况如图7所示。

2.4.2 力学性能及应变测量

拉伸应变在0~3%的范围内, 即随着载荷量的增加, 拉伸应变也随之增加, 而且这种变化具有良好的量化关系, 如图8所示。硅胶膜中间部分应变较均匀, 最大应变为0.082, 中间部分为0.024~0.028。

3 讨论

在哺乳动物中枢神经系统的发育过程中, 神经元细胞的精确迁移和准确分化是神经系统功能正常实现的基础。研究表明, 在中枢神经系统中, 神经干细胞存在于机体的特定区域中, 而成体哺乳动物脑内主要集中于2个区域, 即侧脑室壁的室下区和海马齿状回的颗粒下区[3,4]。被神经干细胞占据的区域内存在了大量的血管内皮细胞, 这些内皮细胞从生物学上调控了神经干细胞的增殖分化, 并且使细胞始终处于一个相对密闭, 又不断地受脉压作用的力学环境中[5]。力学刺激伴随着神经组织的生长、发育、功能形成乃至死亡。目前, 已证实力学环境对细胞增殖、分化及成熟过程具有十分重要的作用[6,7,8,9]。因此, 力学刺激等物理因素对神经干细胞向神经细胞分化和迁移及细胞间相互作用很可能产生重要的影响。

由于神经干细胞受力的多样性, 研究不同力的作用对神经干细胞的定向分化是十分复杂的问题[10]。神经干细胞具有独特而复杂的结构与力学环境, 包括液体压力、流体剪应力、拉伸力等, 因此, 在动态监测人侧脑室颅内压的基础上, 我们认为脉冲力学载荷是一个相对宏观、综合的载荷指标, 有可能是促进神经干细胞向神经元样细胞分化的重要因素。

该神经干细胞脉冲加载生物反应器能较好地模拟体内神经干细胞的生理与力学微环境。通过电动机控制下的蠕动泵作用, 不仅使培养液处于相对高效的传质状态, 而且能产生不同频率范围内的半正弦波、正弦波、方波等, 使培养的神经干细胞获得类似侧脑室的力学激励机制。根据研究需要可施予不同变量的力学载荷, 进而研究各种压应变条件下的细胞生物学行为。该细胞脉冲加载装置采用步进电动机作为动力系统来施加载荷, 精确度可达到0.01 mm, 具有操作简单、精度高、实时记录跟踪等特点;另外, 通过与计算机结合的数据采集卡, 可以监测培养液的生化指标, 保证细胞培养的生理状态, 进而提高神经干细胞定向诱导及分化的概率。另外, 生物硅胶膜的生物相容性良好, 具有不易降解、吸收且透明度良好等特点。实验结果显示, 采用的生物硅胶膜结构均匀、力学性能稳定, 具有良好的载荷及应变对应关系, 是比较理想的细胞基底培养材料。

然而, 该细胞脉冲生物反应器所反映出的只是培养膜表观条件下的表观微应变, 而细胞与细胞之间的黏附及张力无法直接通过设备的数据显示出来;而且, 模拟的脉冲载荷与实际载荷仍存在一定差异。因此, 在研究神经干细胞迁移、定向诱导、分化及力学响应机理的基础上, 仍需细化细胞与细胞间的力学关系及相互作用, 进而深入研究神经干细胞的力学生物学行为。

4 结语

该研究设计的生物反应器能模拟体内生物学及力学环境, 对培养神经干细胞进行稳定、可靠的脉冲载荷及应变刺激, 有望提高神经干细胞定向诱导为神经元样细胞的分化率, 并为动态培养环境下神经干细胞迁移、定向诱导、分化及力学生物学机理研究提供一种可靠的平台。

参考文献

[1]郝淑煜, 万虹, 王忠诚.神经干细胞移植治疗研究进展[J].中国康复理论与实践, 2008, 14 (8) :733-736.

[2]Tarasenko Y I, Yu Y J, Jordan P M, et al.Effect of growth factors on proliferation and phenotypic differentiation of human fetal neural stem cells[J].J Neurosci Res, 2004, 78:625-636.

[3]Kintner C.Neurogenesis in embryos and in adult neural stem cells[J].J Neurosc, 2002, 22:639-643.

[4]Kay J N, Blum M.Diferential response of ventral midbrain and striatal progenitor calls to lesions of the nigrostriatal dopaminergic projection[J].Dev Neurosci, 2000, 22 (1-2) :56-67.

[5]Wurmser A E, Palmer T D, Gage F H.Cellular interactions in the stem cell niche[J].Neurosci, 2004, 304 (5 675) :1 253.

[6]张鹏, 房兵, 江凌勇.机械刺激对成骨细胞骨架的影响[J].医用生物力学, 2011, 26 (1) :87-91.

[7]何学令, 姚晓玲, 冯贤, 等.力学刺激和成骨化学诱导剂对大鼠骨髓间充质干细胞成骨分化能力的影响[J].医用生物力学, 2011, 26 (2) :116-120.

[8]季葆华.对细胞与分子生物力学中一些挑战性问题的思考[J].医用生物力学, 2011, 26 (3) :201-204.

[9]黄艳, 樊瑜波.剪切应力与心肌细胞裂解液联合诱导骨髓间充质干细胞向心肌分化的研究[J].医用生物力学, 2011, 26 (3) :211-216.

超声脉冲法裂缝深度检测分析篇5

混凝土是现代城市建设中广泛使用的结构材料,但是伴随这类材料的生产研究与应用,混凝土结构的裂缝问题一直受到人们关注。混凝土结构的裂缝不仅影响结构的美观,更主要的是影响结构的正常使用与耐久性。当裂缝宽度达到一定数值时,可能危及结构的安全。大量科研和实践都证明了混凝土结构出现裂缝是不可避免的,但要求将其有害程度控制在允许范围(国家有关规范)内。为此,需要加强混凝土结构裂缝的检测和评估。目前针对结构混凝土的无损检测最常用的方法就是超声脉冲法。近年来,超声脉冲法检测混凝土结构物裂缝的技术已经比较成熟,在建筑物结构检测评估中得到广泛采用。

裂缝深度采用超声脉冲法进行检测,利用脉冲波在混凝土中传播的时间,接收波的振幅、频率和波形等声学参数的相对变化,来判定混凝土裂缝深度。

为了检测彩虹大桥混凝土构件现有状况下的裂缝深度,我公司采用非金属超声检测分析仪对存在严重病害的上部主要承重构件进行了检测,以检验桥梁能否达到设计要求。

2 依据标准

1)《混凝土强度检验评定标准》(GBJ107—87)

2)《超声法检测混凝土缺陷技术规程》(CECS21:90)

3)《公路钢筋混凝土及预应力混凝土桥涵设计规范》JTJ023—85。

3 仪器设备

1)超声波仪使用北京康科瑞公司生产的NM-4B非金属超声检测分析仪;

2)桥梁检测作业车、路灯车。

4 检测内容

1)对彩虹桥部分孔有浅裂缝的梁、板用超声法进行了混凝土裂缝深度的测定,其中引桥选取11个测区,主桥选取11个测区。

2)超声法检测混凝土浅层裂缝的原理

所谓浅裂缝是指局限于结构表层,开裂深度不大于500mm的裂缝。本次裂缝检测采用平测法(见图1)。

首先将发射换能器T和接收换能器R置于裂缝同一侧,并将T耦合好保持不动,以T、R两个换能器内侧边缘间距L'为100mm、150mm、200mm、250mm……,依次移动R并读取相应的声时值ti。以L为纵轴、t为横轴绘制L'-t坐标图(见图2),求出声程的综合修正值A。然后求出每一个测点的超声实际传播距离:

进行跨缝的声时测量,将T、R换能器分别置于以裂缝为轴心的对称两侧,以L'为100mm、150mm、200mm、250mm……,分别读取声时值tc。该声时值便是脉冲波绕过裂缝末端传播的时间,根据几何原理,可推出如下关系式:

式中,为裂缝深度h,mm;v为无缺陷时混凝土的声速,km/s;tc为脉冲波绕过裂缝传播的时间,μm;为无缺陷混凝土的超声传播距离L,mm;t为无缺陷混凝土的声时,km/s。

于是将上式改写成:

式中,h即为检测计算裂缝的深度值,mm。

5 混凝土裂缝深度检测结果与分析

对彩虹桥部分孔有浅裂缝的梁、板用超声法进行了混凝土裂缝深度的测定,其中引桥选取11个测区,主桥选取11个测区。对测得的数值进行处理,得出裂缝深度值,构件具体混凝土裂缝深度值见表1。

由表1可知,通过超声法检测的梁、板裂缝深度大部分超过10mm,其中第5孔11号板底裂缝深度值为20.1mm、第10孔4号板底裂缝深度值为21.8mm,裂缝较深,而且这部分裂缝大部分较宽,裂缝已经扩展至钢筋;扩展至钢筋的裂缝会导致钢筋的锈蚀,对构件的耐久性产生不利影响。

6 结论

6.1 表面裂缝对桥梁结构的危害

桥梁混凝土裂缝是混凝土结构中的严重危害现象,根据裂缝的程度可以直接确定对桥梁结构的整体性的破坏程度。如果在桥梁混凝土表面最初出现裂缝时,没有进行及时的维护修理,在其后受气温和外力作用下,最初的表面裂缝慢慢会发展成具有破坏性的深层裂缝和贯穿裂缝。贯穿裂缝和深层裂缝的出现可改变桥梁混凝土的设计受力限度,如果大于设计的受力条件,那么很可能会对桥梁整体结构发生破坏,对建筑物的质量和运行安全性造成的危害后果不敢想象。

6.2 裂缝对桥梁耐久性的危害后果

由于桥梁的的出现的裂缝问题。对桥梁的使用耐久性产生了一定的影响。主要表面在,其加速了桥梁混凝土中性化,加剧了混凝土钢筋腐蚀,再由于一些自然条件的对裂缝漏水、渗水等,造成钢筋混凝土空洞,使混凝土保护层脱落,从而减少了桥梁的使用耐久度。

6.3 裂缝对桥梁结构强度的危害后果

在桥梁混凝土表面裂缝现象出现以后,桥梁自身整体结构的强度、抗弯强度、剪力强度、拉力强度等都会发生变化,并可能导致桥梁结构的变形。当裂缝情况严重时,很大程度会使桥梁构件造成极大危害。

在实际的检测过程中,裂缝的分布和纹理构造错综复杂,混凝土性能、钢筋布置、结构物形状尺寸、环境温度和换能器表面与混凝土表面的声耦合状况等现场检测条件都将给检测工作带来不利影响,然而这些不利因素又是必须要面对的,超声法检测技术本身还有待于进一步的完善。

摘要：用超声波脉冲法检测混凝土裂缝的深度,具有简单、快速、准确和不破坏原结构物的优点。在公路工程施工中,桥隧和路面等工程的混凝土结构实体,常因各种原因产生不同程度的裂缝。由于裂缝的存在使结构物的整体性和耐久性性能有不同程度的降低,甚至危害建筑物结构的安全和使用。为了确定混凝土裂缝的危害程度以及制定补救措施,常常需要首先确定裂缝深度、长度、宽度以及裂缝中是否有其它填充介质等等指标,尤其是裂缝的深度指标的测定、超声波脉冲法提供了一种方便的检测手段。

关键词：混凝土裂缝,超声波法,超声波脉冲,结构物,裂缝深度,混凝土声速

参考文献

[1]张元弘、杨苗苗.混凝土桥梁裂缝成因综述[J].黑龙江交通科技,2005(10):56-57.

[2]赵少伟,郭蓉,阎西,康.訾建峰.超声脉冲平测法在混凝土工程检测中的应用[J].河北工业大学学报,2006(2):51-54.

窄脉冲激光探测电路分析与设计篇6

1 光电管模型

光电探测器普遍采用PIN光电二极管, 其等效电路模型可采用一个电流源与一个理想的二极管并联来表示[4], 如图1所示。电流源代表由于入射光产生的光电流, 二极管代表光电二极管的PN结, 分流电阻RD及结电容CD与电流源及二极管为并联关系, 串联电阻Rs与其他器件为串联关系。

理想的光电二极管的并联电阻为无穷大, 但实际器件的并联电阻阻值为10Ω~1 000 MΩ, 在实际测试中可通过在光电二极管两端加较低的偏压, 测试通过电流, 计算光电二极管的并联电阻, 当光电二极管工作在无偏压条件时, 并联电阻决定了光电二极管的噪声电流。

串联电阻由接触电阻与非耗尽区的电阻产生, 可表示为

式中, Ws为基材的厚度;Wd为耗尽层的宽度;A为扩散区面积;ρ为基材的电阻率;Rc为接触电阻;典型的串联电阻的阻值可为10~1 000Ω。

结电容CD与光电二极管反向偏压有关, 典型的Si光电二极管的结电容与反向偏压的关系如图2所示。

图2显示随着反向偏压的增加, 结电容减小, 结电容的大小决定了光电二极管的反应速度、噪声增益等关键性能指标。

2 偏置电路模型

光电二极管的光电流信号与入射光信号的功率成正比, 光电二极管的信号可通过测量其电压信号或电流信号获得, 测量其电流信号具有更好的线性特征与带宽, 根据应用需求的不同可以采用不同的偏置方式[4,5]。

光电二极管探测器既可在零偏置下工作 (光伏模式) , 如图3所示。也可在反偏置下工作 (光电导模式) , 如图4所示。

光电导模式通过对光电二极管加反向偏压可实现较高的切换速度, 但会牺牲线性, 而且偏压越高, 暗电流越大, 由此会产生较大的噪声电流。它适合于检测高速光脉冲的场合。零偏置模式由于不存在内部暗电流, 其探测器输出噪声基本上是由分流电阻产生的热噪声, 而且电路可充分利用器件的线性, 从而实现最精确的线性工作。它适合于比较精确的测量检测和仪器仪表方面的场合。

3 放大电路模型

光电二极管的结电容对信号带宽的影响是非常严重的, 光电二极管产生的信号都要受到结电容的影响, 结电容对光电流会产生分流。光电流的放大可采用两种方式, 电压模式与采用I-V转换的跨阻放大模式[6,7], 采用电压模式与跨阻模式的电路模型分别见图5、图6。

在电压放大模式中, 负载电阻RL远小于RD, RD的影响可忽略。放大器的输入电阻及输入电容与负载电阻为并联关系, 通常Ri很高可忽略。在电压模式中信号电流ip通过负载电阻RL产生电压, 通过运放隔离负载电阻RL与后端负载, 理想的输出为Vo=ip×RL, 但电路中光电流信号通过RL产生的电压信号加于光电二极管与结电容上, 在高频段结电容会分流光电流, 会产生带宽限制, 电路的-3 d B带宽为f1, 对光电二极管放大电路, 当RL与CD值较大时会严重限制信号带宽。在电压放大模式中, 定义f1为电路滚降频率, f1可表示为

采用跨阻放大方式的波特图如图7所示。

通过分析电路的波特图, 可知fz与fpf分别为跨阻放大方式信号增益曲线的零点频率与极点频率[5], Rf为反馈电阻, CD为输入电容, Cf为反馈电容。

在高频段信号增益为

在低频段信号增益为

跨阻增益的滚降频率即信号增益的极点频率fpf为

信号增益的零点频率为

式中, fi为放大器的闭环增益带宽;AOL为放大器在fpf频率处开环增益;fi可由式 (6) 计算

由图7可知, 在fpf到fi频率波段, 跨阻增益以20d B/十倍频程的速度衰减, 而信号增益为固定值, 在fpf到fi频率波段主要为噪声增益。因此, 需对电路进行优化以减小噪声增益的带宽, 在电路设计中, 如fpf=fi, 则可以最大限度地压缩噪声带宽, 同时可满足跨阻增益的带宽要求[5], 优化后的波特图如图8所示。

因开环增益曲线以20 d B/十倍频程的速度衰减, 而信号增益曲线以20 d B/十倍频程递增, 放大器的增益带宽积GBW, 闭环增益带宽fi, 零点频率fz可用式 (7) 表示, 可得

采用跨阻模式的电路将二极管与结电容的信号电压降低为0, 通常放大器的增益带宽积GBW远大于fz, 通过式 (7) 可看出, 采用跨阻放大模式可提高电路的响应带宽, 适用于探测纳秒级窄脉冲激光。

4 放大电路设计

通常由于分布电容的存在, 反馈电阻会存在并联的反馈电容, 同时为了电路的稳定性及降低噪声会采用补偿电容的方式[5,8,9,10], 使电路的闭环带宽与信号带宽相等, 由式 (4) ~式 (7) 可推导出反馈电容数值计算公式

式中, CD为光电管结电容;Rf为反馈电阻;GBW为放大器增益带宽积。光电探测放大电路的设计过程可按如下步骤进行: (1) 根据探测激光的脉冲宽度计算信号带宽; (2) 选择放大器, 应具有足够带宽及较低的电压噪声、电流噪声; (3) 根据放大器带宽及信号带宽计算反馈电阻; (4) 根据光电二极管结电容、放大器带宽及反馈电阻计算补偿电容大小。

如现需要探测脉冲宽度为10 ns的脉冲激光, 上升时间与下降时间为5 ns, 其信号带宽为

式中, Tr为信号上升时间, 可计算信号的带宽为70MHz。在设计放大器时应满足放大器的闭环增益的滚降频率大于、等于信号的带宽, 这里令fpf=fsig, 光电探测器选用GT3552T光电二极管, 结电容CD为20 pf, 并联电阻RD为40 MΩ。放大器选用OPA847[8,10], 其增益带宽积为3.9 GHz。原理图如图9。

由式 (7) 可计算放大器的零点频率fz=1.256 MHz, 将fz及结电容及放大器输入电容3.7 pf数值代入式 (5) , 可计算出Rf=5.3 kΩ, 将GBW、Rf、CD代入式 (8) , 计算可得Cf=0.43 pf。通常放大器的输入端会存在分布电容, 当计算得到的补偿电容较小时, 放大电路的分布电容可取代补偿电容, 作用相当于补偿电容。通过Multi Sim电路仿真软件对该电路进行瞬态、交流的分析, 结果如图10、图11所示。

由图11可看出放大电路较好保持了脉冲形状, 同时在交流分析中可看出, 电路的f-3d B约为70 MHz, 相位裕度为77°, 电路可稳定工作。通过参数的优化设计, 放大器的闭环带宽满足对窄脉冲激光探测的要求, 同时压缩了噪声增益带宽, 可有效提高了探测系统的信噪比。

5 结论

分析了光电二极管的参数模型、放大电路的参数模型, 对窄脉冲激光探测电路的参数设计进行了详细分析。通过优化负载电阻、补偿电容参数, 有效提高系统的信噪比, 通过仿真测试表明, 该设计方法可提高探测系统性能, 可适用于不同参数激光脉冲探测系统的设计。

摘要：光电检测电路的设计对激光探测系统的性能有重要的影响。针对窄脉冲激光的时域特性, 对窄脉冲激光电路设计进行了详细的分析, 包括光电二极管的偏置电压对检测电路的影响、光电流转换方式对信号带宽影响等。为提高探测系统信噪比, 对放大电路、补偿电路的带宽设计提出优化方法, 给出窄脉冲激光探测器的前级放大电路参数设计的依据, 并对探测电路优化及设计方法进行了详细论述, 为光电检测电路的设计提供了有效的设计方法。

关键词：PIN光电二极管,光电探测,窄脉冲激光

参考文献

[1]陈宏哲, 郑荣山, 张英远, 等.激光主动侦察技术应用[J].光电技术应用, 2007, 22 (2) :19-21.

[2]李发泉, 程学武, 杨勇, 等.星载威胁激光探测告警的技术需求分析[J].红外与激光工程, 2008, 37:331-334.

[3]何初冬, 邱琪.短脉冲激光信号接收灵敏度的研究[J].光电技术应用, 2009, 24 (2) :37-39.

[4]霍戌文, 李伟, 李进, 等.光电探测微信号放大器设计[J].浙江理工大学学报, 2005, 22 (3) :259-262.

[5]Jerald Graeme.Photodiode amplifiers op AMP solutions[M].1995:31-49.

[6]占建明, 汶德胜, 王宏, 等.瞬变光探测系统前置放大电路的设计[J].红外, 2011, 32 (3) :14-18.

[7]张红旗, 梁谦.激光引信前置放大器设计[J].航空兵器, 2008 (5) :34-37.

[8]阎鹤, 张记龙, 田二明, 等.多窗口编码激光预警系统设计与性能分析[J].传感器与微系统, 2010, 29 (10) :59-61.

[9]严福兴.极微弱光电流测量电路的设计[J].武汉理工大学学报, 2006, 28 (11) :114-116.

双曲调频信号脉冲压缩分析与仿真篇7

1双曲调频信号

设雷达系统发射信号为双曲调频信号［7］,其相位函数具有对数调制形式,复数表达式为

式中,T为脉冲宽度;为矩形函数,表达式为

其中,k = - B/Tforifend,f0= ( fori+ fend) /2,即f0为算术中心频率; fori和fend分别为信号起始频率和终止频率。

从以上可知,HFM信号带宽B = fend- fori与脉冲宽度T无直接对应关系,可满足大时宽带宽积复杂信号形式的要求,即具有脉冲压缩性质。

2匀速运动“点目标”回波模型

设目标为理想“点目标”,即目标尺寸远小于雷达分辨单元,下面将严格讨论运动目标回波的特点［2］。设雷达发射信号为u( t)［8］。

雷达接收机在t时刻收到的回波是在t - tr时刻所发射的,而照射到目标上的时间为

假设目标朝向雷达以匀速v运动,R0为目标初始距离,则照射时的目标距离为

往返R( t') 距离所需的时间正是目标的延迟时间tr,即

其中,c为电磁波传播速度,即光速。由式( 3) ~ 式( 5) 可得

同时,通常情况下,延迟时间为tr的回波信号

将式( 6) 代入式( 7) 可得

其中,A为与信号能量有关的系数,令称为多普勒因子;令称为时延因子。为了后续的分析,假设忽略信号的传播衰减,并将信号能量归一化, 令A =槡s ,则从严格意义上讲,为了不忽略目标速度对回波信号的其他影响,目标回波信号可表示为

多普勒因子s表示信号在时间轴上的增长或压缩。可根据目标运动的方向来确定。目标朝向雷达运动时,v为正值,相当于波形在时间轴上压缩,而在频率轴上频谱将展宽［2］。

3脉冲压缩

3. 1频域匹配滤波

众所周知,理想的脉冲压缩滤波器就是匹配滤波器,对于相同的待测目标,不同的雷达发射信号形式, 会产生不同的脉压结果。脉冲压缩有基于时域卷积法和频域法两种方式,这两种实现方法的本质是相同的。在信号时宽带宽积较大时,频域法的运算量远小于时域卷积法,所以仿真采用频域FFT法［4］,频域脉压实现模型如图3所示。

根据匹配滤波器知识,最佳接收机的频谱传输函数应取回波信号频谱的复共轭,但由于目标有速度,回波中相应会产生多普勒频移,故实际接收机的滤波器频谱特性为发射信号频谱的复共轭,并加上一个为满足物理可实现性的延迟相位因子。即接收机实际是与发射信号匹配而并非真正地与回波信号匹配［9］。

设雷达发射信号u( t) 的频谱为U( f) ,由图4可看出,其不像线性调频信号的频谱一样在整个带宽内近似于矩形,而是一个在整个带宽内拖着长尾的衰减函数。则当滤波器的频率响应为H( f) = KU*( f) exp ( - j2πft0) 时,在滤波器输出端能得到最大信噪比,K为常数; t0为使滤波器物理可实现所附加延迟［10］。而该滤波器称为最大信噪比准则下的最佳滤波器,即匹配滤波器。

3. 2 HFM信号的多普勒不变性

根据前面讨论的HFM信号形式和匀速运动目标回波模型,可得雷达发射HFM信号时,经过一定的时延 τ,接收到的回波为

根据HFM信号的回波形式,可得回波信号的瞬时相位

故回波的瞬时频率为

而发射信号的瞬时频率为

若要满足多普勒不变性,使得回波的瞬时频率与发射信号的瞬时频率相等,则必须找到一个时延差 Δt,使f( t) = fr( t - Δt) ,将式( 12) 与式( 13) 代入,可得

为便于讨论,令 τ =0,此时 Δt = ( 1 - s) /ksf0。在文中即通常c/v1,说明了1-s极为接近于0,同时k与f0为常量,且|kf0|≥1,故时延差 Δt≥0但接近于0, 且随着s的增加而变大。当目标处在实际正常速度范围内时,其数量级较小,如图6所示,即使s较大,时延差 Δt的量级也处在10－ 6,可见目标速度越处于实际范围, 时延差 Δt则越接近于0。图中的横轴s =1. 2时,对应的速度v =c/11,已大幅超越目标实际可达到的速度,但其只是理论分析,实际中不可能出现此种情况。

可见时延差 Δt≈0,故认为在HFM信号的条件下,无需人为设定一个时延差,便可自然满足f( t) ≈ fr( t) 。即HFM信号固有的特点决定了,发射信号瞬时频率与回波瞬时频率接近,相当于对多普勒频移进行了自然的补偿［11］。为便于观察,参照图6中 Δt的数量级取值,人为设定一组 Δt值,Δt越大,回波瞬时频率与发射信号瞬时频率相差也越大。从图7中看出, 即使 Δt = 10－ 6,前后瞬时频率仍较为接近,这便是HFM信号的多普勒不变性。

综上所述,匹配滤波器与发射信号匹配,此时即与回波信号匹配,从而当回波信号通过匹配滤波器时,通常能够达到最佳的脉压效果。

4脉压仿真

在Matlab环境中,对HFM信号进行脉压仿真。假设发射信号幅度A = 1; 发射脉冲的持续时间T = 100 μs; 双曲调频信号的起始频率为2 MHz,终止频率20 MHz,即带宽B = 18 MHz; 信号传播速度c = 3e8m / s; 目标与雷达的距离R =9 000 m,采样率fs= 100 MHz。

按照匹配滤波器理论进行频域脉压,设定目标速度分别为0,2 Ma( 1 Ma =1 126 km/h) ,5 Ma,30 Ma。速度为0代表静止目标; 2 Ma左右为正常飞行器速度范围; 5 Ma速度在实际中只有导弹或个别实验性无人机可达到; 而对于15 Ma速度的目标进行脉压,则只是为了说明HFM信号在处理高速目标时,多普勒频移对脉压结果的影响较小。

如图8和图9所示,在几种速度下,脉压结果的主峰较宽,不存在明显突出的旁瓣,且峰值与静止目标脉压输出相比,几乎无衰减; 随着速度的增大,匹配滤波器存在失配,即脉压结果在时间轴上有所移动,速度越大, 偏移越多。但这均是微小的移动,总体来说,脉压结果仍保持着目标较准确的距离信息。这也证明了前面对HFM信号多普勒不变性的分析,虽然目标有速度,回波存在多普勒频移,但HFM信号的固有特点将其影响减弱至最小,从而使得回波与匹配滤波器几乎始终匹配。

5结束语

HFM是一种具有脉冲压缩性质的特殊信号形式, 由于其信号固有的多普勒不变性质,使得脉压结果受多普勒频移的影响较小,适用于高速目标的检测,对于实际的匀速目标,可获得较准确的距离信息; 复数脉压输出无明显突出旁瓣,在一定程度上也适合于检测多目标。但同时应看到,HFM信号脉压后的主峰较宽, 距离分辨力较低。

摘要：介绍了双曲调频信号,其具有较大的时宽带宽积和良好的多普勒不变性,脉冲压缩之后基本不存在时频耦合问题。文中在理论分析的基础上,通过Matlab仿真,说明了HFM信号的脉压输出响应受多普勒频移的影响较小,在实际速度范围内能较好地获取目标的距离信息。

脉冲压缩雷达的抗干扰能力分析篇8

在复杂电磁环境下, 脉冲压缩雷达通过发射大时宽信号来提高发射功率, 增大了雷达在压制干扰下的信干比和雷达的烧穿距离。接收时通过脉冲压缩匹配滤波得到窄脉冲, 保证了距离分辨力, 提高了抗箔条、地物杂波等宽回波能力, 较好地解决了作用距离与分辨率之间的矛盾。在发射相同能量情况下, 雷达的峰值发射功率大大降低, 有可能低于敌方侦察接收机的灵敏度, 具有低截获概率和强抗干扰能力。

1 线性调频信号的脉冲压缩

1.1 线性调频 (LFM) 信号

现代雷达不仅要完成对目标位置、速度等信息的提取, 而且要求对目标进行成像分析和识别。这要求雷达发射的信号具有大带宽, 以获得高距离分辨率和激励出目标其他的特征。从电子战和电子干扰的角度看, 要求信号具有大的带宽和复杂波形以及提高信号的隐蔽性。为了充分利用发射机峰值功率, 一般不希望采用调幅信号, 而常常采用调频或调相的方法来增加信号带宽。线性调频信号是通过非线性相位调制获得大时宽带宽积的典型例子, 是研究最早、应用最广泛的一种脉冲压缩信号。

脉冲压缩雷达常用的调制信号是线性调频信号, 它的突出优点是其压缩脉冲的形状和信噪比对多普勒频移不敏感, 主要缺点是[1]: (1) 具有较大的距离和多普勒交叉耦合, 如果距离或多普勒是未知的或不可测定的, 这将产生误差 (即多普勒频移会引起距离的视在变化, 反之亦然。) ; (2) 压缩滤波器输出旁瓣较高, 需进行加权失配处理使压缩脉冲时间副瓣降低到允许的电平, 这样做在一定程度上展宽了主瓣宽度, 降低了主瓣峰值。

线性调频矩形脉冲信号的数学表达式为

$s (t) = u (t) e^{j 2 π f_{0} t} = A \cdot r e c t (\frac{t}{Τ}) e^{j 2 π f_{0} t} = A \cdot r e c t (t) e^{j 2 π (f_{0} t + \frac{1}{2} k t^{2})} (1)$

为信号的复包络, 其中为矩形函数。为信号瞬时频率的变化斜率, f0为载波频率。

1.2脉冲压缩

线性调频脉冲压缩信号处理分为时域和频域处理两种方法, 论文采用时域 (卷积) 方法。在实际应用中, 压缩滤波器通常采用匹配滤波器。根据匹配滤波器的理论, 其频率特性为输入信号频谱的共轭, 则其时域脉冲响应为

经匹配滤波器处理后, 输出信号为

它是一固定载频为f0的信号, 包络近似为辛克函数, 其中td为滤波器时延, TB称为压缩比D。

由式 (3) 得出, 信号经过匹配滤波后, 其峰值电压变为原来的倍, 则峰值功率变为原来的D倍。由此推出, 在对雷达实施噪声干扰时, 由于雷达信号处理机与信号匹配, 与噪声干扰信号失配, 导致的滤波器输出的信干比将增大D倍[2]。为使噪声干扰有效, 干扰机在雷达接收机输入端的干扰功率必须比回波信号功率强D倍, 这对干扰机的功率水平来说是有一定难度的, 所以说线性调频脉压雷达具有很强的抗噪声压制性干扰能力。

2抗干扰能力分析

图1为典型的线性调频脉冲压缩雷达信号处理流程图。接收机为正交双通道零中频数字接收机, 包括限幅、混频器、中放、相位检波器等部分。回波和干扰信号经过接收机后, 其带宽最大为接收机固有带宽, 则对于阻塞式干扰, 能够有效实施干扰的成分只是接收机带宽内的部分, 其他频率干扰不能通过接收机;对于瞄准式干扰, 其干扰能量将全部进入接收机。为简化分析, 论文在计算信干比时, 只计算进入接收机的信号能量, 即假设干扰样式都为瞄准式干扰。MTI, MTD, CFAR等部分在一定程度上具有抗干扰能力, 但主要是针对地物和云雨杂波、金属箔条等无源干扰抑制效果明显, 当对雷达实施有源压制性干扰时, 回波信号将很难从干扰中分辨出来。脉冲压缩部分经过匹配滤波, 将大幅度提高和滤波器匹配的回波信号, 抑制失配的干扰信号, 提高信干比, 增强雷达的检测性能。论文重点分析脉冲压缩处理对信干比的改善能力, 进而评估雷达的抗干扰能力。

2.1 射频噪声干扰

雷达接收机有一定的带宽, 当回波信号加干扰通过接收机后, 噪声将变成窄带白噪声。窄带白噪声可用窄带高斯过程表示。假设回波信号为Au (t) , 射频噪声干扰为n (t) , 信号的功率为[3]

$Ρ_{u} = \frac{1}{2} \int | A u (t) |^{2} d t = \frac{1}{2} | A |^{2} = E (4)$

以h (τ) 表示匹配滤波器的脉冲响应, 则当信号和干扰同时通过滤波器时, 其输出为

s (t) =∫[Au (t) +n (t) ]h (τ) dτ (5)

输出噪声的平均功率为

Pn=2N0∫h (τ) 2dt (6)

式中:N0为噪声的功率谱密度。假定滤波器的输出信号在t=t0时刻形成了一个峰值, 则输出信号的峰值功率为

Pu′=|A|2∫|u (t0-τ) h (τ) dτ|2 (7)

此时, 信噪比为

$(\frac{S}{Ν})_{\max} = \frac{| A |^{2} \int | u (t_{0} - τ) h (τ) d τ |^{2}}{2 Ν_{0} \int h (τ)^{2} d τ} (8)$

化简得到 $(\frac{S}{Ν})_{\max} = \frac{E}{Ν_{0}}$ , 即匹配滤波器输出的信号峰值功率和噪声干扰平均功率之比为信号能量和噪声功率谱密度之比。但在实际应用中, 只关心滤波器输出的主瓣和最大旁瓣之差, 以此衡量干扰对脉冲压缩的影响。

2.2 噪声调幅干扰

噪声调幅信号的表达形式为

J (t) =[U0+Un (t) ]cos (ωjt+φ) (9)

式中:U0为常数, 表示载波电压;调制噪声Un (t) 为均值为0、方差为σ $_{n}^{2}$ 的高斯白噪声;φ为[0, 2π]均匀分布、且与Un (t) 独立的随机变量。噪声调幅信号的总功率为

$Ρ_{J} = \frac{U_{0}^{2}}{2} + \frac{σ_{n}^{2}}{2} (10)$

即噪声调幅信号的总功率等于载波功率加上调制噪声功率的一半, $\frac{U_{0}^{2}}{2}$ 为直流部分, $\frac{σ_{n}^{2}}{2}$ 为交流部分, 即噪声调幅信号随机包络的起伏功率。一般只有交流部分才能在雷达终端形成遮盖性干扰, 称为有效干扰功率。这表明, 通过调幅以后, 调制噪声功率的一半能够成为有效干扰功率。

2.3 噪声调频干扰

噪声调频信号的表达式为

J (t) =Ujcos[ωjt+2πK∫ $_{0}^{t}$ u (τ) dτ+φ] (11)

式中:调制噪声u (τ) 为零均值、广义平稳的随机过程;φ为[0, 2π]均匀分布, 且与u (τ) 相互独立的随机变量;Uj为噪声调频信号的幅度;ωj为调频信号的中心频率;K为调频斜率, 表示单位调制信号强度所引起的频率变化。

对于噪声调频干扰, 有效调频指数为

$m_{f e} = \frac{f_{d e}}{Δ F_{n}} (12)$

式中:fde为有效频偏。当mfe≠1时, 脉冲压缩输入端干扰功率谱为[4]

$G (f) = \frac{Κ U_{j}^{2}}{2} \cdot \frac{1}{\sqrt{2 π} f_{d e}} e^{\frac{f^{2}}{2 f_{d e}^{2}}} (13)$

只有 $[- \frac{B}{2} ‚ \frac{B}{2}]$ 内的很小一部分干扰功率进入脉冲压缩滤波器, 其功率谱可近似看成零均值高斯噪声的均匀谱, 因此, 信号和噪声调频干扰的功率谱为

$G_{x} = | U (f) |^{2} + Ν_{0} (14)$

在 $[- \frac{B}{2} ‚ \frac{B}{2}]$ 内, Gx的形状与 $| U (f) |^{2}$ 基本相同, 滤波器输出主瓣宽度与不加干扰时相同, 干扰对脉冲压缩的影响不明显。当mfe=1时, 几乎全部干扰功率进入接收机, 其功率谱为:

$G_{x} = | U (f) |^{2} + G (f) (15)$

由于G (f) 是类似于钟型的功率谱, 所以, 在 $[- \frac{B}{2} ‚ \frac{B}{2}]$ 内, Gx与G (f) 相比差别较大, 脉冲压缩输出受到了较明显的影响。

2.4 移频干扰

移频干扰是指转发式干扰机对接收信号放大的同时对频率进行调制, 然后再转发给雷达。线性调频信号的模糊图函数存在时延和频移的强耦合, 压缩信号的主峰出现时间相对于无多普勒频移超前或滞后。因此, 可通过频移实现线性调频雷达的距离拖引干扰。当信号具有多普勒频移时,

$s (t ‚ ω_{d}) = A \cos [(ω_{0} + ω_{d}) + \frac{μ t^{2}}{2}] (16)$

这时滤波器的输出为s (t, ωd) 和h (t) 的互相关函数[5]

$g (t ‚ ω_{d}) = \sqrt{\frac{2 μ}{π}} A \int_{a}^{b} \cos [(ω_{0} + ω_{d}) t + \frac{μ t^{2}}{2}] \cdot \cos [ω_{0} (t - τ) - \frac{1}{2} μ (t - τ)^{2}] d τ (17)$

化简得

$g (t ‚ ω_{d}) = \sqrt{\frac{2 μ}{π}} \cdot \frac{\sin \frac{ω_{d} + μ t}{2} (Τ - | t |)}{ω_{d} + μ t} \cdot \cos (ω_{0} + \frac{ω_{d}}{2}) t (18)$

由式 (18) 可看出, 主峰在 $t = - \frac{ω_{d}}{μ}$ 时刻出现, 当ωd为正时, 主峰出现的时刻相对于ωd=0时主峰出现的时刻超前;当ωd为负时, 主峰出现的时刻将滞后。随着|ωd|的增大, 主峰的宽度增加而高度下降。

3 结束语

论文介绍了线性调频信号脉冲压缩原理, 分析了射频噪声、噪声调幅、噪声调频和移频干扰对线性调频脉冲压缩雷达的干扰效果, 得出以下几点结论:

(1) 脉冲压缩雷达信号通过匹配滤波器后, 有较高的增益, 输出信号脉冲宽度很窄, 所以利用射频噪声、噪声调幅和噪声调频干扰对雷达实施有效压制性干扰时, 要求干扰机必须在功率上占绝对优势;

(2) 线性调频信号在距离-速度间存在着强耦合, 当对其施加移频干扰时, 所需的信干比不大就能实现干扰目的;

(3) 要达到同等干扰效果, 所需的干扰信号功率不同, 移频干扰最小, 噪声调频干扰 (mfe=1) 次之, 再次是射频噪声干扰, 噪声调幅干扰最大;

(4) 噪声调幅干扰和移频干扰的信号调制形式对线性调频脉冲压缩雷达的干扰效果影响比较大。

摘要：脉冲压缩雷达有很强的抗干扰能力。文章针对线性调频脉冲压缩雷达的工作过程和抗干扰原理, 分析射频噪声干扰、噪声调幅干扰、噪声调频干扰及移频干扰的特点和性质, 讨论脉压雷达抗这4种干扰的能力。

关键词：线性调频,脉冲压缩,抗干扰能力

参考文献

[1]赵国庆.雷达对抗原理[M].西安:西安电子科技大学出版社, 2006:85-86.

[2]杨绍全, 张正明.对线性调频脉压雷达的干扰[J].西安电子科技大学学报, 1991, 18 (3) :23-31.

[3]宋春江, 赵剑云.噪声干扰对线性调频脉冲压缩滤波器的干扰效果分析[J].电子对抗技术, 2007, 15 (5) :1-11.

[4]魏刚.雷达对抗工程基础[M].成都:电子科技大学出版社, 2008:126-129.

脉冲反应分析篇9

1 LFM脉冲压缩性能分析

1.1 LFM脉冲压缩时频特征分析

脉冲压缩雷达最常见的调制信号是LFM信号, 接收时采用匹配滤波器 (Matched Filter) 压缩脉冲。

LFM信号的数学表达式为:

式中, fc为载波频率, rect $(\frac{t}{Τ})$ 为矩形信号, $Κ = \frac{B}{Τ}$ 是调频斜率。

将 (1) 式重写为

式中

式 (3) 是信号的复包络。由傅立叶变换性质, S (t) 与s (t) 具有相同的幅频特性, 仿真如图1所示。

信号s (t) 的匹配滤波模型如图2所示, s (t) 经过系统h (t) 得输出信号so (t)

LFM信号的压缩前脉冲宽度T和压缩后的脉冲宽度τ之比通常称为压缩比D。

$D = \frac{Τ}{τ} = Τ B (5)$

式 (5) 表明, 压缩比也就是LFM信号的时宽频宽积。

Matlab仿真结果如图3所示。

图3的时间轴进行了归一化 (t/ (1/B) =t×B) 。图中反映出第一零点出现在±1 (即 $\pm \frac{1}{B})$ 处, 此时相对幅度-13.4 dB, 压缩后的脉冲宽度近似为 $\frac{1}{B} (\pm \frac{1}{2 B})$ , 此时相对幅度-4 dB。从中可以看出, LFM信号脉冲压缩后旁瓣较高, 需经加权滤波处理, 以提高压缩脉冲的主副比。但信噪比会损失, 所以在雷达波形设计时适宜于大时宽脉冲压缩信号。

1.2 影响脉冲压缩性能的因素分析

1.2.1 射频对信号失真的影响

在线性调频脉冲压缩系统中, 射频部分可能造成线性调频信号失真, 致使接收机输出的压缩脉冲展宽或伴随不应用的成对回波 (时间副瓣) , 这些失真可能是由于射频路径的反射或振幅或相位的非线性 (色散) 造成的, 也可能是由于调制器对射频管的影响造成的。

1.2.2 实时处理回波数据算法对信号的影响

为实现实时处理, 对回波数据x (n) 采用重叠保留法代替线性卷积运算, 如图4所示。首先将x (n) 分段, 每段长为M, 取重叠处时的有效检测, L的取值应满足L≥TFs, 其中, T为信号的有效时宽, Fs为系统的采样率。

当雷达回波信号出现在分段的非交叠处时, 系统可以有效地检测出雷达回波信号, 当回波信号出现在交叠处时, 包含完整回波信号的分段脉冲压缩与设计相同, 但包含不完整信号的分段脉冲压缩的输出会出现一特殊距离旁瓣。在雷达恒虚警自动检测时, 如果恒虚警率较大或系统噪声较小时, 此特殊旁瓣将影响雷达系统自动信号检测。

1.2.3 加窗对信号的影响

目前雷达常用频域加权函数的性能如表1所示。

1.3 失配输出分析

对于LFM脉冲压缩雷达来讲, 压缩后的信号失配的因素是存在多普勒频移, 当存在多普勒频移时, 压缩输出的主瓣宽度和压缩脉冲最大值出现的时刻都要发生变化, 其中, 最能反映多普勒频移的是压缩脉冲最大值出现的时刻, 两者之间存在着确切的关系。设雷达回波存在频率偏移fd, 则压缩输出信号的包络为:

载频为f0+fd/2, 所以, 压缩输出最大值出现的时刻为fd+kt=0, 即

可见, 当fd>0时, t导前于理想回波压缩输出, 当fd<0时, t滞后于理想回波压缩输出。

2 LFM脉冲压缩性能评价指标和功能检测

理想的压缩后脉冲所具有的幅度谱应和频率加权函数完全匹配, 这些频率加权函数是根据需要满足的时间副瓣要求选定的, 它的相位谱是线性的, 相当于频带上的群延迟固定。所有雷达组件都有潜在的失真源, 它们都构成雷达系统积累失真的组成部分。失真导致副瓣电平的增大, 从而使雷达性能下降, 最严重时会使信噪比降低并增大脉宽。所以, 从以上分析, 在评价雷达系统脉冲压缩效果时, 主要有三项指标:脉压比、多普勒容限和距离旁瓣抑制能力。

脉冲压缩性能测试的原理是先将仿真的标准线性调频信号预先装订在信号源中, 然后通过相应时序读入采样板中进行中频正交采样, 再送入DSP运算板中进行脉冲压缩运算, 运算结果通过仿真器读出并存成数据文件, 并在数据分析系统中通过计算机编程进行运算绘图, 最后在显示器上观察主副瓣比及脉冲压缩后的主瓣宽度, 由此得到测试指标值。

数字脉冲压缩的测试原理框图和数据采集模块原理框图分别如图5和图6所示。

例如, 某雷达LFM持续脉宽64 μs, 调频带宽为5 MHz, 采样率为24 MHz, 根据采集到的数据, 脉冲压缩输出脉宽取3 dB处, 此时取样点数7点, 所以脉宽为7/24 μs, 则脉压比为

主瓣幅度量值为10 125.5, 副瓣幅度量值为147.822, 则主副瓣比为36.71 dB。

3 结束语

本文对脉冲压缩处理的时频特征进行分析, 对影响脉冲压缩效果的因素进行讨论, 通过分析影响因素, 可以为装备的研制提供理论依据。由于篇幅所限, 本文没有提出解决方法, 只给出脉冲压缩效果的评价指标和测试方法, 该方法可用于对现代雷达脉冲压缩性能的测试, 以检验雷达是否达到技术指标要求。

摘要：分析了雷达信号处理中线性调频脉冲压缩的时频特征, 根据雷达信号处理机对线性调频脉冲压缩频域处理机制, 从信号处理机分段处理回波数据、失配等方面, 详细讨论了影响线性调频脉冲压缩效果的因素。为检测雷达脉冲压缩效果, 给出了脉冲压缩效果评价指标:脉压比、多普勒容限和距离旁瓣抑制能力。针对脉冲压缩性能指标, 提出了对其进行静态测试的方法。

关键词：脉冲压缩,功能测试,加权函数

参考文献

[1]贺知明.雷达频域脉压处理中特殊旁瓣的抑制[J].现代雷达2008, 30 (7) :46-48.

[2]张明友, 汪学刚.雷达系统[M].北京:电子工业出版社, 2006.

本文来自 360文秘网(www.360wenmi.com)，转载请保留网址和出处

【脉冲反应分析】相关文章：

反应分析08-22

反应谱分析05-27