卫星通信分集

卫星通信分集（精选八篇）

卫星通信分集 篇1

1 抗雨衰技术

1.1 分集技术

该技术也称之为分集接收技术,是通过一定方式在发送端将具有相同信息的信号同时发送到一定数量不存在关联的衰减信道当中。而在接收端,则通过对应技术的应用将所收集到的多个衰落特征信号进行特定处理,在对信号传输过程中起伏变化进行降低的同时实现对衰减的积极克服。对于该技术来说,其认为对于不同信号来说,其在传输中所受到的干扰情况也存在着较大的差异,对此,就需要从样本中对受到干扰最小的信号进行挑选。

(1)站址分集。该技术是空间分集技术的一种,在多雨地区,通过该技术的应用能够有效地起到降低衰减的作用。对于降雨情况来说,具有较为明显的区域性,且地理条件在衰减方面所具有的影响也非常小,而链路当中的暴风雨则是使Ka频段出现衰减情况的主要原因。同时,较大的降雨所涉及的范围也非常广,将覆盖较大的区域。如果地面站互相之间的距离同降雨区的覆盖范围相比较大,不同卫星以及站点在路径衰减方面则具有了相对独立的特征,且当两个站点间距离越大时,同时较大降雨天气经历的概率就越低。对于站址分集技术来说,正是对该种特性的应用,即首先将一条通信链路同时对两个地球站进行分配,通过地面链路分集处理器的应用对两个终端的情况进行择优选择。在实际运行中,如果其中一个站点的衰减情况同功率储备相比超出,那么则还具有一个站可以正常应用,该种情况的存在,则在对链路质量进行保障的同时实现抗衰减的目标。

(2)频率分集。所谓频率分集,即以不同的工作频率应对不同的信道衰减情况。对于雨衰情况而言,随着信号频率的增大,其衰减情况也具有着明显的增大趋势。而在频率分集中,则对该特点进行了充分的应用:在一般情况下,系统会以高频段的方式对业务进行传输,即Ka频段。如果地区发生降雨、且该频段所具有的功率储备余量不能够对降雨产生的衰减进行克服时,系统则会自动转换到相对较低的频段,即Ku频段,而整个系统将对低频段的容量实现共享。在该种情况下,分集技术不仅能够应用在具有较低频段的通信系统,也能够应用在较高的频段当中。

(3)轨道分集。该技术可以说是空间分集技术的一种具体形式,由于两个相对独立的空间对地面提供两条分开的覆盖路径。该技术在原理方面同之前的站址分集具有较为相似的特征即通过两个卫星转发器的建立提供两条不同的汇合路径,并使两者最终能够达到同一个地面终端当中。而其存在的区别,即是轨道分集方式并不是以暴雨区域特性进行区分的,而是通过两条汇合路径的区域相关对操作进行实现。同时,其在应用中对暴风雨的区域特性不存在依赖,而是同两条覆盖路径的统计相关性具有着较高的依赖性。

1.2 自适应技术

自适应技术也是目前具有较高研究价值与发展潜力的一类计算,即在对链路降雨衰耗进行计算的基础上以自适应的方式对地面站的编码参数、发射频率以及数据传输速率进行调整,以此对通信的可靠传输目标进行实现。

(1)自适应调制技术。该技术是一种调制方式随着系统信道特征发生变化的一种技术,在现今通信中得到了较为广泛的应用,不仅能够在信道中实现最大的信息传输速率,且能够较好的维持较低的误码率。原理方面,当系统具有较好信道特征时,通过该技术的应用能够使系统比特速率加大,并获得更好的有效性。而如果信道特性变差,则会以另一种方式进行调制,在减少系统信息比特率的同时保证系统的可靠性。在整个系统中,虽然在码速方面具有一定的恒定特征,但比特速率也将根据调制方式的不同而发生一定的改变。通过在卫星系统中自适应抗衰减技术的应用,能够在避免系统资源浪费情况出现的同时使系统容量达到极限,并因此使系统具有更高的经济性、有效性以及可靠性。

(2)自适应信道编码技术。信道编码也称之为差错控制编码或者纠错编码,在该技术中,即在联系信道特征变化的基础上对信道编码方式进行自动的改变,或者对同一编码方式的相关参数进行改变,以此保证系统的整体性,即通过对编码增益的增强对信道衰减所带来的损失进行补偿。在实际应用中,地面站发出的数据会经过Ka频段信道将其传送到地面站B,当B受到衰减影响时,则可以通过信道检测的方式对目前的信道衰减情况进行估计,以此判断链路信号是否已经受到雨衰影响,并在该基础上通过反向信道结果向发射端对雨衰信息进行发出。当A站对相关信息获得完成后,则改变参数信息传输速率,并将改变完成的信息再一次对B站进行发送,而B站在收到参数设置信息后,则在对本地译码器相应参数进行改变之后根据正确的方式进行译码。通过该种方式,则能够使接收站下行链路信号通过具有一定深度编码增益的获得对信号的降雨衰减进行补偿,进而有效获得了传输质量的提高。

(3)自适应时分多址技术。对于该技术来说,其是在卫星通信网络中对一定的时隙进行开辟,将其作为共享资源进行应用。对于这部分资源来说,能够对部分非实时的业务进行传输。如果链路在传输中出现较为严重的雨衰现象,系统则会在联系相关原则的基础上将这部分时隙以动态的方式对地面站进行分配,使受到雨衰影响的站点在对多余时隙进行获得的同时能够以更低的符号速率以及更高的码率对雨衰进行抵抗。通过该技术的应用,则能够对资源的按需分配进行实现,在该种情况下,在一定时间范围内没有遭受到衰减影响的站点也不再对时隙资源进行更多的需求,且站点将需要更多的资源对其信息传输的可靠性进行保障。实际上,站点在对消息进行发送时,往往处于固定的峰值功率电平水平,并在相应差错率情况下对较高的传输速率进行应用。而在TDMA系统中,速率也将随着实际数据传播的条件而发生变化,即如果在传输的过程中不存在衰减情况,不同的站点都会以较高的速率对数据进行传输,如果其中的部分站点具有较大的衰减,该系统则会通过对空余帧的增加对数据的通信质量进行保障。

其中,误比特率依据解调端的比特能量噪声比而定,即在实际传输中可以通过对传输速率进行降低的方式对比特能量进行提高,以此获得误比特率的降低。而如果实际传输速率变小,则需要对接收机的带宽进行减小,并通过对带外噪声的滤除使信号能够获得更大的增益。而在该系统中,所存在的一定不足就是需要在系统的接收端位置对一个带宽可变的滤波器进行安装,并加上可变码速率的解调器,并因此使系统具有更高的复杂程度。

2 结语

在卫星通信过程中,雨衰是不可忽视的一项因素,对于信号的传输具有较大的影响。在上文中,我们对Ka频段卫星通信分集和自适应抗雨衰技术进行了一定的研究,需要在未来研究中做好技术的选择与把握,进一步保障信号传输质量。

摘要：在Ka频段中卫星通信所具有的抗雨衰技术能够对来自该频段的雨衰影响进行有效的降低,以此对该频段的信号传输质量进行提高。文章将就Ka频段卫星通信分集和自适应抗雨衰技术进行一定的研究。

关键词：Ka频段,卫星通信分集,自适应抗雨衰技术

参考文献

[1]任王,吴锡东,刘国栋.Ka频段回折线型宽带圆极化器设计[J].微波学报.2012(S1):86-88.

[2]李方,鄢泽洪,张天龄,刘兵.Ka频段双频圆极化器小型化设计[J].电子科技.2008(10):15-18.

[3]夏海平,陶辉华,杨涛.一种Ka频段宽带圆极化器的设计[J].通信与广播电视.2011(03):23-26.

《舌尖II》分集简介 篇2

“路菜”是先人保存食物的智慧，进而被演化成标志性的中国美食。味觉记忆的强大，往往让人们对故乡食物的迷恋十分牢固，甚至被赋予“乡愁”这样的文学语汇。本集将跟随那些奔波在路上的人们，品尝辛劳与汗水中的苦辣酸甜。

“脚步”包含两层含义，一方面，每一种食物的获取都要经过漫长的历程。这一集中的主人公，一对养蜂夫妇追寻、收获蜂蜜的路程，就与蜜蜂们采集花蜜同样艰辛。据计算，蜜蜂生产一公斤蜂蜜需要采400万朵花。

另一方面，食物本身也会跟随人们的脚步，在各地流转、变化。 从青海的盐湖，到西藏的密林深处，无不镌刻着人与食物迁徙的足迹。

第二集：《心传》

中国传统烹饪在手艺上无比神秘繁复，它的传承和流变往往以家族或师徒的形式承载。这种心口相传，延续了家的味道，也传承了千百年来中国人饮食文化的基因。本集《心传》，引领我们再次面向民间，寻找那些消失了的和即将消失的美味。

中国人关于食物与味道的传承有时是通过家族延续，比如湖南山中的人家制作蕨根粉，通常是爷爷传给孙子；也有时是通过师徒之间传习，比如面点、糕团的制作。甚至有时，人们在不知不觉中便继承了特定的味觉基因以及加工食物的习惯……

第三集：《时节》

“不时，不食”是中国人饮食最重要的特征。在四季分明的国度，不同的时节，呈现出千姿百态的美食。本集《时节》，将通过捕捉节令美食，展现传统中国人对自然的依赖与敬畏，表达我们对气候变幻的敏锐感知。

中国人对于时节的关注，首先着眼于粮食的生产。依存于土地的人们世代春种秋收，而时节囊括了农业文明的24节气与72物候。此外，节气变化也意味着许多独特节令美食的出现，比如这一集中即将呈现的美味，雁来蕈——这种相传只有在大雁飞来时才会出现的神奇菌子，与节气有着怎样的关系？您是否了解，只在春雷滚滚时生长的雷笋，是转瞬即逝的难得食材？

第四集：《家常》

古人说，治大国若烹小鲜。家常菜，在每日的煎炒烹煮中，蕴藏着中国人最平实质朴的生活期许与处世之道。每一张家庭餐桌都是了解中国人家庭观念的最好样本。本集《家常》，走进一户户平凡人家，与他们一同品味日常生活中的人间百味。

《家常》一集所展现的，除了红烧肉等广为人们所喜爱的家常菜，更多的是家所代表的伦常与亲情，以及家庭成员之间的微妙关系。就像古诗中描绘的：“三日入厨下，洗手做羹汤”，这羹汤中所饱含的，远不止日常的柴米油盐。

第五集：《秘境》

在幅员辽阔的中国，有许多奇异丰盛的美食隐匿在山野之间。茂密的森林、广袤的草原、湍急的河流与干旱的沙漠……在这些人间秘境的角落，一群美味的精灵不仅活跃着人们的餐桌，更维系着人与自然之间的融洽与虔敬。本集《秘境》，将目光聚焦于隐秘在人们视线之外的鲜活民间美食，以及这些独特食物背后的多样生活。

这一集关注的是“饮食的末梢地区”，也就是那些受现代文明影响较小而得以保存食物原味的地方。在许多少数民族的聚居地，如雅鲁藏布江大峡谷的深处，以及沙漠中最干旱的地带，一些不为人知的食材，恰恰是不可多得的美味。

第六集：《相逢》

生生不息的中国人用食物记录每一次聚散离合。无论大时代中的人世变迁，还是平凡生活的悲欣交集，总有味觉作为见证。随着人们的迁徙流转，食材、香料、配方与技艺也在浩淼的时空中穿梭、演变、再生，形成绵长而丰富的历史。本集《相逢》，记录食物与人的每一次携手，呈现中国人的相聚别离背后藏匿着的深切情感。

《相逢》讲述的不仅是人与人的相逢，更是食材与食材的相遇。比如，辣椒与花椒的邂逅，开启了麻辣美味的篇章。又如，在年轻的移民城市深圳，来自全国各地人们的相会，也为崭新美食的诞生创造了机遇。

第七集：《三餐》

一日三餐，对于中国人来说意味着人生的五味杂陈。现代化的中国，生活节奏越来越快，人们在奔波忙碌中通过简单的美食寻找味觉的快乐。一些人开始享受工业化流水线食品，但也有人不辞辛苦仍然在饮食上坚持传统。本集《三餐》，细品中国人餐桌上的一粥一饭。

据历史记载，我国古人一日食三餐的习俗可以追溯到晋朝，甚至更早。今日的中国，人们在实现了温饱之后，讲究三餐吃得健康。然而，高速紧张的生活使许多人无法像父辈们一样花费大量时间煲汤煮饭。本集将展示现代中国社会中，从摩登都市到中小城镇，人们通过每日饮食享受生活的方式。

第八集：拍摄花絮

本集为您呈现了《舌尖》第二季的拍摄花絮。主创团队跋涉千里寻觅各地美食，那些不为人知的幕后故事，将带给您别样的欣喜和感动。

卫星通信分集 篇3

当前,我国对应急通信的需求紧迫。为了支持较短时间段内相对集中的公众通信服务,应急通信系统地面台的发射功率必须受限,一是这样能够降低地面台的功耗,减少系统的部署和运行成本[1],二是能够减少地面台的互干扰,有利于地面台的集中大量部署。HAPS系统支持大容量的通信服务,是应急通信的良好解决方案[1]。但是,HAPS通信使用Ka波段传输信号,雨衰严重,且边界区域信号的空间路径损耗是中心区域的10倍[2],因此有必要研究低仰角区信号抗衰减对策。

协作分集技术能够在多用户条件下通过各个用户共享彼此的天线实现空间分集,是对抗无线信道衰落的解决对策之一。李靖[3]研究了分布式空时码协作分集系统(Distributed Space-Time Coded Cooperative Diversity System,DSTC-CDS)在复高斯信道下的性能,由于用户发射机均采用单天线,这里简称为SDC(Single-antenna DSTC-CDS)系统,但是没有研究雨衰信道下协作系统能够获得的分集增益。Stefanov研究了采用空时编码技术实现协作分集的问题,但是没有研究单个用户配备多天线条件下协作系统的性能表现,且构造的基于非零行列式准则的空时编码较为复杂[4,5]。为此,本文将对HAPS信道环境建模,提出用户发射机采用多天线的分布式空时码协作分集系统,这里简称为MDC(Multi-antenna DSTC-CDS)系统,推导并分析SDC和MDC系统的分集增益。最后,在不同的信道环境中仿真分析SDC系统和MDC系统的性能优劣。

1 信道环境

根据地面台和HAPS平台位置关系的不同,HAPS通信环境包括高仰角区信道环境和低仰角区信道环境(见图1)。

如果地面台(A站)位于高仰角区,那么地面台到HAPS平台的上行链路具有很强的直射分量,综合考虑上述因素和雨衰的影响,令hji(j=1,…,Nr;i=1,…,Nt)表示高仰角区的信道衰减因子,其中Nr表示单个HAPS平台的接收天线数,Nt表示单个地面台的发送天线数。

如果地面台(B站)位于低仰角区,通信上行链路的FSPL约为高仰角区链路的10倍,在此基础上结合雨衰的影响,令gji(j=1,…,Nr;i=1,…,Nt)表示低仰角区的信道衰减因子。

2 MDC系统

如图2所示为B站发送信号经过MDC系统到达接收端的信号流程图。

2.1 发送端信号处理

设A站发射符号为s1,a,s2,a,…,sNS,a,B站发射符号为s1,b,s2,b,…,sNS,b,其中NS为符号个数,A,B站互为对方的协作站。对A,B两站发射符号进行Alamouti编码,得到

式中:SA和SB的每两列作为一个空时分组基本单元,称为一个“空时块”(block)。设NS=2,则SA为A站“空时块”,SB为B站“空时块”。

MDC系统的发送帧结构由若干“空时块”组成,仍然设NS=2,MDC系统的发送帧结构SAB,NS表示为

$\mathit{S}{}_{\text{A}\text{B},2}=\left[\begin{array}{cc}\mathit{S}{}_{\text{A}}& -\widehat{\mathit{S}}{}_{\text{B}}^{*}\\ \mathit{S}{}_{\text{B}}& \widehat{\mathit{S}}{}_{\text{A}}^{*}\end{array}\right](3)$

式中:第1列表示第1帧,第2列表示第2帧。第1帧,A和B站分别发送原始“空时块”,并将该“空时块”通过站间信道Hinter发给协作站,协作站采用“译码—再编码—转发”的协作模式,并在第2帧发送新的“空时块”。其中Hinter建模为高斯信道。

2.2 接收端信号检测

接收端采用配备2根接收天线的HAPS平台。总的信道矩阵可以表示为

$\mathit{{\rm H}}=\left[\begin{array}{cccc}h{}_{11}& h{}_{12}& g{}_{11}& g{}_{12}\\ h{}_{21}& h{}_{22}& g{}_{21}& g{}_{22}\end{array}\right](4)$

根据MDC系统第1帧的发送帧结构,第1帧等效信道为

$\mathit{{\rm H}}{}_{1\text{s}\text{t}}=\left[\begin{array}{cccc}h{}_{11}& h{}_{12}& g{}_{11}& g{}_{12}\\ h{}_{12}^{*}& -h{}_{11}^{*}& g{}_{12}^{*}& -g{}_{11}^{*}\\ h{}_{21}& h{}_{22}& g{}_{21}& g{}_{22}\\ h{}_{22}^{*}& -h{}_{21}^{*}& g{}_{22}^{*}& -g{}_{21}^{*}\end{array}\right](5)$

那么第1帧的等效接收信号为

$\mathit{R}{}_{1\text{s}\text{t}}=\mathit{{\rm H}}{}_{1\text{s}\text{t}}\cdot [\begin{array}{cccc}s{}_{1,\text{a}}& s{}_{2,\text{a}}& s{}_{1,\text{b}}& s{}_{2,\text{b}}\end{array}]{}^{\text{Τ}}+\mathit{{\rm N}}{}_{1\text{s}\text{t}}(6)$

式中:[s1,as2,as1,bs2,b]T表示第1帧等效发送矢量;N1st表示等效加性高斯白噪声。接收端的检测方法采用基于最小均方误差(MMSE)的排序串行干扰抵消(OSIC)算法。

同理,第2帧等效信道为

$\mathit{{\rm H}}{}_{2\text{n}\text{d}}=\left[\begin{array}{ccccc}-h{}_{11}^{*}& -h{}_{12}^{*}& g{}_{11}^{*}& g{}_{12}^{*}& \\ -h{}_{12}& h{}_{11}& g{}_{12}& -g{}_{11}& \\ -h{}_{21}^{*}& -h{}_{22}^{*}& g{}_{21}^{*}& g{}_{22}^{*}& \\ -h{}_{22}& h{}_{21}& g{}_{22}& -g{}_{21}& \end{array}\right](7)$

那么第2帧的等效接收信号为

$\mathit{R}{}_{2\text{n}\text{d}}=\mathit{{\rm H}}{}_{2\text{n}\text{d}}\cdot [\begin{array}{cccc}\widehat{s}{}_{1,b}& \widehat{s}{}_{2,b}& \widehat{s}{}_{1,\text{a}}& \widehat{s}{}_{2,\text{a}}\end{array}]{}^{\text{Τ}}+\mathit{{\rm N}}{}_{2\text{n}\text{d}}(8)$

式中:$[\begin{array}{cccc}\widehat{s}{}_{1,\text{b}}& \widehat{s}{}_{2,\text{b}}& \widehat{s}{}_{1,\text{a}}& \widehat{s}{}_{2,\text{a}}\end{array}]{}^{\text{Τ}}$表示第2帧等效发送矢量;N2nd表示等效加性高斯白噪声。接收端采用基于MMSE的OSIC算法。

2.3 接收端信号合并

本文主要研究覆盖边界地面台(B站)在协作分集条件下的系统性能。如图2所示, HAPS平台对收到的两个B站信号副本采用最大比合并(MRC)的方式合成最终的接收信号RB。仍然设NS=2,则

$\mathit{R}{}_{\text{B}}=\alpha {}_1\cdot \mathit{R}{}_{1\text{s}\text{t}}\left(3:4\right)+\alpha {}_2\cdot \mathit{R}{}_{2\text{n}\text{d}}\left(1:2\right)(9)$

式中:α1表示直接传输的B站信号副本的加权系数;α2表示经过协作路径传输的B站信号副本的加权系数。使输出信噪比最大的加权系数满足

$\alpha {}_k\propto \frac{r{}_k}{V{}_k}(10)$

式(10)表示第k路信号副本的加权系数αk与该路接收信号幅度rk成正比,和噪声功率Vk成反比。

3 误码性能分析

分析SDC和MDC系统的误码性能。根据奇数帧发送端的空时矩阵结构可知其满足正交条件,因此MMSE-OSIC检测等效于ML检测[6],本节采用ML检测的分析方法分析奇数帧的误码性能。ML检测得到的结果$\widehat{\mathit{S}}$ML满足

$\widehat{\mathit{S}}{}_{\text{Μ}\text{L}}=\arg \min d{}^2\left(\mathit{R},\mathit{S}|\mathit{{\rm H}}\right)(11)$

式中:S为发送矩阵;R为接收矩阵;H为信道矩阵。

由于不可能得到和分析ML检测器的确切错误概率,因此研究其成对错误概率PEP(S→S′),在高信噪比条件下,成对错误概率近似等于[7]

${\rm P}\left(\mathit{S}\to {\mathit{S}}^{\prime }\right)\approx \left(G{}_{\text{c}}\frac{\overline{\gamma }}{4{\rm N}{}_{\text{Τ}}}\right){}^{-G{}_{\text{d}}}(12)$

式中:Gc为系统编码增益;Gd为系统分集增益;$\overline{\gamma }$为平均信噪比;NT为系统的总发射天线数。SDC和MDC系统取得最大分集增益Gd=Gd,max=NTNR的充分必要条件是

rank(Δe)=NT (13)

式中:Δe=(S-S′)(S-S′)H。考查两系统奇数帧的空时矩阵结构可知其发送帧结构满足式(13)。因此,SDC和MDC系统奇数帧在接收端能够获得最大分集增益。同理可得偶数帧能够获得最大分集增益。

SDC和MDC系统能够使用户获得的最大分集增益为

Gd=NTNR=2(NtNR) (14)

式中:NtNR表示单站产生的分集增益;“2”表示站间空间分集增益。若Nt=1,则Gd,SDC=Gd;若Nt≥2,则Gd,MDC=Gd,由此得到

Gd,MDC≥2Gd,SDC (15)

式(15)表示MDC系统获得的分集增益Gd,MDC至少是SDC系统增益Gd,SDC的2倍。

4 仿真分析

4.1 参数设定

参数设定如表1所示,NR和NT分别为收、发两端的总天线数;PT为单根发射天线的功率,P0为发射总功率;SNR为发端信噪比的范围;SNR_inter为A、B两站间的发射信噪比。由SNR和SNR_inter的取值区间可知用户间信道环境良好,因此在忽略用户间噪声条件下根据式(10)可得α1:α2的取值。

4.2 仿真实现和结果分析

表2所示为仿真实现的4种具体场景设定。结合表1、表2,仿真实现MDC和SDC系统中的信号传输过程。

如图3、图4所示为B站发送信号(位于HAPS覆盖边界区域)在不同场景下的误码性能曲线。由图可知,在SDC和MDC系统中,场景4的误码性能最好,场景3性能次之,场景2性能再次,场景1性能最差。横向比较图3、图4,SDC系统在4种场景下均出现了高信噪比条件下误码率曲线的“地板效应”,且4种场景出现“地板效应”的拐点对应的信噪比不同,这是因为发送端配备的单根发射天线同时向HAPS平台的2根接收天线发射信号时,信道系数h11和h21(或g11和g21)的相关性造成MIMO信道环境不理想;出现“地板效应”的拐点有先后,是因为信道系数的相关程度不同,根据发送信号降雨衰减的随机性[8],容易得到

ρ雷雨(h11,h21)<ρ不下雨(h11,h21) (16)

式中:ρ为相关系数,又根据MRC合并的系数α1,α2可知,A站信道对接收信号的影响更大,因此

ρA(雷雨)(h11,h21)<ρA(不下雨)(h11,h21) (17)

综合(16)、(17)式可知“地板效应”拐点出现的先后顺序为:场景4,场景3,场景2,场景1,与仿真结果吻合。

在有雨衰的场景下,MIMO信道相关性不强,根据上文的分析,MDC系统能够获得满分集增益,在误码率为10-3时,相对SDC系统有2～3 dB的增益;由于MDC系统能够使用户获得2倍于SDC系统的分集增益,因此在高信噪比条件下能够克服“地板效应”。

在不下雨的场景下,MIMO信道相关性较强,MDC系统单站的2根天线几乎不能获得发射分集增益,此时MDC系统和SDC系统仅能获得协作分集增益,因此在中低信噪比条件下二者性能曲线重合;随着信噪比增大,MDC系统单站的2根天线逐渐获得更大的发射分集增益,在高信噪比区域能够克服“地板效应”。

5 结束语

HAPS通信系统覆盖范围广,实际中大量地面站位于HAPS通信系统的低仰角区(覆盖边界),因此,低仰角区的通信性能研究更具实际意义。

本文采用协作通信方式,以高仰角区用户作为低仰角区用户的协作伙伴,设计了新的协作分集系统——MDC系统,并对SDC和MDC系统的最大分集增益进行了理论分析,仿真结果表明:MDC系统克服了SDC系统应用于HAPS信道环境产生的“地板效应”,取得了2～3 dB的分集增益,与理论分析结果吻合。

摘要：基于协作分集技术,提出一种发射功率受限的多用户双天线协作应急通信系统,理论分析了该系统和多用户单天线协作系统在高信噪比条件下能够达到的最大分集增益,仿真研究了不同HAPS雨衰场景下该系统和传统系统的误码性能。研究结果表明:该系统能够克服传统系统在高信噪比出现的“地板效应”,在10-3误码条件下取得2～3 dB的性能增益,与理论研究结果吻合。

关键词：协作分集,HAPS通信,应急通信

参考文献

[1]贾亦真,陶晓明,陆建华.基于基站协作的空间应急通信系统及容量分析[J].清华大学学报:自然科学版,2011,51(3):405-409.

[2]DAVID G,MICHAEL M.Broadband communications via high altitudeplatforms[M].UK:Wiley,2011.

[3]李靖,葛建华,王勇,等.分布式空时码协作分集系统的性能分析[J].华中科技大学学报:自然科学版,2008,36(12):50-53.

[4]ANDREJ S,ELZA E.Cooperative space-time coding for wireless net-works[J].IEEE Trans.Communications,2005,53(11):1804-1809.

[5]SHENG Y,BELFIORE J.Optimal space-time codes for the MIMO Am-plify-and-Forward cooperative channel[J].IEEE Trans.InformationTheory,2007,53(2):647-663.

[6]GUO Xioayong,XIA Xianggen.On full diversity space-time block codeswith partial interference cancellation group decoding[J].IEEE Trans.Information Theory,2009,55(10):4366-4385.

[7]BOLCSKEI H,PAULRAJ A J.Performance of space-time codes in thepresence of spatial fading correlation[C]//Proc.34th Asilomar Confer-ence in Signals,Systems and Computers.Pacific Grove,CA:IEEEPress,2000:687-693.

卫星通信分集 篇4

最初，许多设计者可能会担心区域规范的复杂性问题，因为世界区域不同规范也各异。然而，只要多加研究便能了解并符合不同区域的法规，因为在每一个地区，通常都会有一个政府单位负责颁布相关文件，以说明“符合特定目的”的发射端相关的规则。

无线电通信中更难于理解的部分在于无线电通信链路质量与多种外部因素相关，多种可变因素交织在一起产生了复杂的传输环境，而这种传输环境通常很难解释清楚。然而，掌握基本概念往往有助于理解多变的无线电通信链接品质，一旦理解了这些基本概念，其中许多问题可以通过一种低成本、易实现的被称作天线分集 (antenna diversity) 的技术来实现。

环境因素的考虑

影响无线电通信链路持续稳定的首要环境因素是被称为多径/衰落和天线极化/分集的现象。这些现象对于链路质量的影响要么是建设性的要么是破坏性的，这取决于不同的特定环境。可能发生的情况太多了，于是，当我们试着要了解特定的环境条件在某个时间点对无线电通信链接的作用，以及会造成何种链接质量时，这无疑是非常困难的。

天线极化/分集

这种被称为天线极化的现象是由给定天线的方向属性引起的，虽然有时把天线极化解释为在某些无线电通信链路质量上的衰减，但是一些无线电通信设计者经常利用这一特性来调整天线，通过限制收发信号在限定的方向范围之内达其所需。这是可行的，因为天线在各个方向上的辐射不均衡，并且利用这一特性能够屏蔽其他来源的射频噪声。

简单的说，天线分为全向和定向两种。全向天线收发信号时，在各个方向的强度相同，而定向天线的收发信号被限定在一个方向范围之内。若要打造高度稳固的链接，首先就要从了解此应用开始。例如：如果一个链路上的信号仅来自于特定的方向，那么选择定向天线获益更多。装有定向天线的接收器接收位于由天线方向属性决定的视线方向范围之内的发射器发出的信号，而其他位于该方向范围之外的发射器发出的信号被屏蔽。

装有定向天线的发射器发射它的大部分能量到预定的方向上，而不是在所有方向上发射，同时也不会减小它的覆盖能力。

为了简化对天线剖面的理解，天线厂商提供了天线辐射图。天线辐射图有不同的格式，如E面图 (E plane plot) 和波瓣图 (polar plot) ，如图1。除了方向性或形状外，E面图提供了大量信息，但通常不如波瓣图表述的那样清楚明了。波瓣图被设计成类似指南针，使得对于任意给定方向上的天线增益更易理解。

在图2中，工程师能看到一个高级的二维视图，指示在预定的平面上天线如何运行。然而天线也倾向于在其他轴上改变特性，但通常不提供三维图形数据，因为这会显著增加图表的复杂性。拉杆天线是一个典型的全向天线，它有一个简单的三维剖面。在平面图中，拉杆天线能提供极佳的覆盖，但是在三维图形中，它们在本身正上方或正下方的表现极差，这有助于我们能更了解天线被放在两层的室内环境中的情况。

通常，由于RF信号会被墙壁和其他室内物体反射，因此不易观察到天线极化的效果，然而，仍可以观察到其它对RF信号可能是建设性或破坏性的作用，此作用被称为多径/衰减。当发射器或接收器有些小移动，且对链接质量造成极大差异时，通常便会观察到此种衰减现象。当天线在接收和传送信号的波峰时便会发生此情况。

多重路径则是此概念的延伸。当无线电通信电波被传送时，它们被接收器接收的路径可能不只一条，由于其他物体 (例如墙壁和树木) 的反射形成多重路径，信号可能来自多个路径。接收这些来源的信号，其到达的时间可能会有些微小差距，这就意味可能会发生轻微的相位偏移。当这些信号结合在一起，它们可能会导致“衰减”这种消失的形式。最差的情况之一，是两个信号以相差180o的相位到达接收器，接收器将无法看到任何数据，造成100%的信号衰减。在大部分的情况中，接收器不太可能会接收到相位偏移达180o的两个信号，但是当多重路径的环境出现时，某些相位偏移还是有可能发生的，在这些情况下，便会发生某些信号衰减。

天线分集

天线分集是一种被用以恢复信号完整度的技术。在产品中实现天线分集的天线，与另一个天线有一个呈90o的天线架，如此极化/定向性的影响将不会降低潜在无线电通信链接的质量。除此之外，实现天线分集的产品中的各个天线，其天线架的位置皆会维持至少1/4波长的距离，如此能确保至少有一个天线是在波形的波峰中。

虽然天线分集对于恢复信号完整度, 以及维持链接边界免受环境影响等颇有益处, 但是必须在其它方面做出很大的牺牲, 意味着微控制器 (MCU) 整体成本的增加, 因为微控制器必须长时间待命, 以时时评估天线信号。增加的微控制器功能将会导致需要规格更高和更贵的微控制器, 而微控制器必须“随时待命”, 也造成电池寿命缩短。在其他情况中, 采用两个天线的解决方案将增加额外的空间需求, 或是需要其它的编码专业技能, 这些都限制设计人员只能采用单一天线设计。

编码一个天线分集系统将会增加设计上的编码负担。许多天线分集系统会经过最佳化，以同步方式运作。接收器上的微控制器具有定时功能，让接收器知道何时要开始接收数据，在这些情况下，微控制器可立刻开始评估两个天线的信号。为评估此信号，微控制器会切换各个天线并评估接收信号强度指示 (RSSI, Received Signal Strength Indication) 水平。在接收器并未采用定时器的其它产品中，无线电通信必须去侦测一个打包的开始，因为前导信号可能会被误判为噪声 (或反之亦然) ，不幸的是，特定天线中的强烈噪声可能会导致打包的开始被错过。

较长的前导信号通常是用来提供给微控制器及其天线分集算法足够的时间，去侦测和评估每一天线上的信号，确保能发现真正的前导信号，但是较短的前导信号比较受到青睐，因为它们能减少微控制器待命的时间，进而降低射频链接传输和接收端的微控制器功耗。工程师通常会试图找出折衷之道，他们会通过调整天线分集算法以降低前导信号的长度，但是却得冒着会造成其它无线电通信相关问题的风险，因为前导序列通常都经过最佳化，可提供快速的位频率回复。

将天线分集设计到系统中显然有许多好处，然而这个任务本身却让人胆怯，Silicon Labs的EZRadioPRO射频IC系列能通过将天线分集算法和控制集成至RF IC本身，进一步解决编码和MCU待命的相关问题。

EZRadioPRO并不依赖发射器/接收器同步法，这让采用EZRadioPRO的产品能节省RF链接两端的耗电，且当接收信号低于信号质量 (SQ) 门坎，其可定期切换天线，借此来克服错过打包的问题。此信号质量门坎为根据接收器灵敏度或是有效信号门坎，而天线的选择则是根据有效信号指示。一旦接收器选择了一个天线，此接收器将继续利用此天线接收其余的打包。

为确认此天线切换的频率足以捕捉天线之一的打包，每当此算法进入“测量SQ”功能时，便会启动一个定时器。

其中：TPL为在特定信号部分中可被容许用来选择天线的最长时间 (例如打包的前导信号) N是分集接收器所采用的天线数目。

在“Measure SQ”功能工作期间, 会针对信号质量 (SQ) 进行测量, 若SQ低于信号质量门坎, 或是定时器时间结束, 则天线会被切换, 且会再次启动“测量SQ”状态。另一方面, 若测量到的SQ高于SQ门坎, 则接收器会持续使用被选择到的天线, 进行剩余打包的接收。

可能的情况是, 当天线因为有效信号指示而被选择时, 其信号质量仍可能比最佳信号差, 这是因为在天线上进行的测量可能在打包到达前就先被噪声占据了。在首个有效信号质量指示产生时, 在选择具有最高信号质量的天线前, EZRadioPRO天线分集算法会先检测其它天线, 看看是否有更高的信号质量。

参考文献

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[4]Breur J J, Smolders A B, Dolmans W M C, et al.Bluetooth Radio Module with Embedded Antenna Diversity[S].US pat

卫星通信分集 篇5

空间激光通信作为一种新型的无线通信手段,具有高速率、抗干扰和保密性强等优点,世界各国都将其作为未来无线通信的一个重要研究方向进行开发,而分集激光通信又是近年来对抗大气湍流的有效途径之一。在分集激光通信中,通常选用调制速率较高的半导体激光器,但半导体激光器驱动存在两方面亟待解决的问题,第一是半导体激光器阈值电流随使用年限发生变化;第二是半导体激光器在受到外界激励源激发后,产生能级跃迁并射出激光,同时在这个过程中释放大量的热能,必须有效地控制激光器的工作温度,使其能够稳定地输出同频激光,激光器的温度漂移将导致半导体激光器频率的漂移,严重的将导致系统无法正常工作。本文主要研究对半导体激光器稳频控制电路的设计和电光驱动电路的设计与研究,其中温度驱动电路将半导体激光器温度长效稳定于25 ℃,温度漂移小于±0.05 ℃;电光调制驱动电路用于直接调制激光器,调制速率为2.5 Gb/s,电光效率达到40%,消光比理想。有效地解决了分集大气激光通信中半导体激光器频率漂移的问题,并提高了半导体激光器驱动能力,最高速率高达2.5 Gb/s,为空间分集激光通信提供了有力的保障。

1 半导体激光器稳频控制

半导体激光器凭借其输出功率大、波长覆盖范围宽、体积小和效率高等优点,已经成为继CO2和YAG激光器后应用最为广泛的一种激光器[1,2]。由于LD是一种对温度十分敏感的半导体器件,在驱动电流稳定的情况下,温度每升高1 ℃,半导体激光器波长将增大0.1～0.3 nm。温度升高将引起LD阈值电流增大,输出功率下降,造成激光器输出功率的波动,引起接收系统误码率增大,极大地影响了通信系统的性能。

1.1 驱动设计

如图1所示,分集光通信光源驱动主要包括调制电路、稳频控制、自动功率控制(APC)、自动电流控制(ACC)和光学部分等,其中稳频部分利用参数自整定Ziegler-Nichols算法整定PID控制器,使用可编程PWM的输出控制MOSFET桥电路驱动TEC,实现了对半导体激光器的稳频控制。由于激光器温度控制对于精度要求极高,因此电源纹波对激光器温度控制会产生较大的影响,必须首先考虑驱动电路中的电源纹波问题。

1.2 单边LC滤波器与纹波电压

由于纹波电压直接影响温度控制电路的稳定性与控制精度,对于高精度半导体激光器温度控制,电压纹波对于控制系统是不可忽略的。因此需要设计滤波器滤除TEC驱动电路的谐波分量。考虑ADN8830仅在P1,N1单侧使用PWM控制,故本论文设计使用单边二阶LC滤波器对TEC驱动电路进行滤波,对于传统双边LC滤波器来讲,单边LC滤波器不仅在器件上减少一半,而且功能与传统电路作用相同。因此,本文使用单边二阶LC滤波器去除电路中可能存在的纹波影响。其结构如图2所示。

其中滤波器频率fC可表示为:

$f{}_{\text{C}}=\frac{1}{2\text{π}}\sqrt{\frac{R{}_{L1}+R{}_{\text{D}\text{S},\text{Ο}\text{Ν}}+R{}_{\text{L}}}{(R{}_{C1}+R{}_{L1})C{}_{1}L{}_1}}(1)$

式中:RL1为电感L1的等效电阻;RC1为电容C1的等效电阻;RL为TEC的等效阻抗, RL1,RC1与RL相比可以近似忽略,上式可简化为:

$f{}_{\text{C}}=\frac{1}{2\text{π}}\sqrt{\frac{1}{C{}_{1}L{}_1}}(2)$

影响电路稳定性的另一重要因素是LC滤波器的阻尼系数ζ。过小的阻尼会使LC滤波器整定时间变长,影响温度控制电路的稳定性。在近似忽略RL1和RC1时ζ可表示为:

$\zeta =\frac{1}{2R{}_{\text{L}}}\sqrt{\frac{L{}_1}{C{}_1}}(3)$

根据经验设计C1=22 μF和L1=4.7 μH,LC滤波器截止频率等于fC=15.7 kHz,当TEC等效电阻RL≈2 Ω时,阻尼系数ζ=0.12。通过提高C1和L1的值可以降低截止频率,但是C1的降低会导致阻尼系数ζ的减小。理论上说,在系统稳定的前提下,ζ至少应该大于0.05,增大ζ可以使PID网络更快速地达到稳定状态。由LC滤波电路推导出输出纹波电压:

$\text{Δ}U{}_{\text{L}}=\frac{V{}_{\text{C}\text{C}}D(1-D)R{}_{C1}}{L{}_{1}f{}_{\text{C}\text{L}\text{Κ}}}(4)$

式中:D为PWM输出占空比;fCLK为PWM时钟频率。由此可见,增加电感值或提高fCLK都可以减少纹波电压。

由上述可知,为获得良好的纹波特性,必须使用高频率的PWM信号。ADN8830带有特别适合控制领域的可编程PWM模块,能够方便地调整PWM控制频率,得到系统所需的PWM信号。

1.3 PID控制器

PID控制器是一种被广泛应用于各种控制领域的控制方法。在控制系统中,PID控制器输入、输出关系为:

$u(t)=k{}_{\text{Ρ}}\left(e(t)+\frac{1}{{\rm T}{}_{\text{Ι}}}{\displaystyle {\int }_0^{t}e}(t)\text{d}t+{\rm T}{}_{\text{D}}\frac{\text{d}e(t)}{\text{d}t}\right)(5)$

或写成传递函数形式:

$G(s)=\frac{U(s)}{E(s)}=k{}_{\text{Ρ}}\left(1+\frac{1}{{\rm T}{}_{\text{Ι}}s}+{\rm T}{}_{\text{D}}s\right)(6)$

式中:kP为比例系数;TI为积分时间常数;TD为微分时间常数。通过Matlab仿真控制器并调节控制参数,实现半导体激光器温度控制。具体仿真结果在文献[3]进行了详细的阐述。实测半导体激光器温度控制过程如图3所示。

测量时室温为22 ℃,从图中可以看出,当激光器开始工作后,温度从22 ℃开始上升,经过短暂的过冲后趋于平稳,激光器稳定工作于25 ℃,该过程仅用时1.5 s,证明温度驱动电路能够快速地将激光器稳定于设定工作温度,并且长效温度稳定度较高,经过长时间测量,温度漂移小于±0.05 ℃。

2 电光驱动电路设计

本文使用高速半激光器驱动芯片ADN2841,该芯片具有驱动速率高(最高可达2.7 Gb/s),偏置电流连续可调(2～100 mA),调制电流连续可调(5～80 mA)等优点,拥有闭环功率控制和消光比检测电路,检测激光器二极管使用寿命,自动关断等功能。控制芯片ADN2841作为高速半导体激光器的驱动器,其调制速率为50 Mb/s～2.7 Gb/s,该芯片采用闭环控制激光器。内部结构如图4所示。

图中,光电二极管MPD位于半导体激光器LD封装内,用于探测LD输出光能量,IMPD是LD光信号转换成为对应电信号的电流值,调制器使用该电流值控制消光比及阈值电流的调节;调制数据通过DATAP,DAPAN,CLKP和CLKN四个输入管脚将调制信号加载到LD,其中DATA与CLK均为差分输入管脚;PSET输入端通过电位器与电源地连接,用于设置LD输出功率;输入端ASET通过电位器与电源地相连,用于设置LD偏置电流。偏置电流IBIAS与调制电流间的关系如图5所示。

从图5中可以看出,当驱动电流恒定时增加偏置电流IBIAS,总电流随之增加;当偏置电流IBIAS恒定时,降低调制电流,总电流随之降低。这也充分说明了调制器电流与激光器存在线性关系。激光器驱动原理框图如图6所示,激光器选用蝶形封装半导体激光器,激光器第2脚与调制器偏置电流输出端相连接,用于设置半导体激光器调制偏置电流;第5脚与驱动电流控制输入端连接,用于自动反馈半导体激光器阈值电流的变化,用以补偿由于半导体激光器使用中阈值电流的变化,当驱动电流一定时,IMPD电流发生变化,说明半导体激光器阈值电流发生变化,此时IMPD在PSET输入管脚下端电位器上产生的电压将改变PSET输入端的电压值,通过这种方式自动补偿由于LD阈值变化的问题。

3 实验结果

通过上面的分析,本文搭建测试平台如图7所示,信号源使用Tektronix DTG5274高速信号发生器产生编码为2-7-1伪随机序列,用于测试调试电路性能。光电探测器使用雪崩光电二极管,它具有灵敏度高、响应速度高等优点,因此被广泛应用于高速率光电检测。示波器使用Tektronix DPO7104。测试数据如图8所示。

从图8可以看出,调制电路可以很好地满足通信系统的需要,误码仪实时监控通信误码率能够满足通信的要求(10-6)。

4 结 论

实验证明,使用本文提出的基于分集光通信的半导体激光器驱动技术,可以有效地实现分集光通信中对半导体激光器驱动器体积小,功率消耗低和高效稳定驱动的目的,为稳定激光器输出频率,驱动器对半导体激光器的温度进行了自整定PID控制,控制精度达到±0.05 ℃,为有效解决半导体激光器阈值电流随使用年限发生变化的问题,设计半导体激光器阈值补偿电路。通过实验验证,有效地解决了阈值电流变化的问题,调制速率高达2.48 Gb/s,通过眼图分析可以满足大气激光通信的要求,被探测器有效识别。

摘要：为了实现高速率大气分集激光通信,研究并设计一种适用于高速率激光通信用驱动系统,对半导体激光器调制基本特性、频率稳定度和驱动阈值变化等特性进行了分析,通过实验验证了设计的性能。实验结果表明,系统在发射功率-3dBm,误码率小于10-6的情况下,半导体激光器频率长效稳定,驱动速率达到2.5Gb/s,基本满足大气激光通信的稳定度可靠、高速率和抗干扰等方面的要求。

卫星通信分集 篇6

在地空通信中,地面站的天线仰角随着通信距离的增加而减小,地面物体的反射信号形成严重的多径效应,较远的通信距离造成多径时延与地面移动通信系统相比要大得多,同时飞行器相对地面站的径向运动速度较大,多普勒效应更加突出。当地面站采用定向天线时,多径衰落通常可认为服从二径模型,如果飞行器天线安装具有抗多径能力的全向天线,地面站和飞行器所接收的直射分量和多径分量信号大体来自同一方向,多普勒功率谱变化范围将限制在一定范围内,最大多普勒根据飞行器相对于地面站的速度发生变化,多普勒功率谱的带宽最大可能达到几百Hz,仍属于有短时平稳特性的快速时变频率选择性衰落信道。[1,2]

地空通信中通常采用多个天线利用分集接收技术来提高系统性能,工程应用中采用将天线并排倾斜放置的方法来改变天线之间的相关特性,本文对基于滤波器组频域均衡技术的分集接收技术进行了分析,得出不同的天线相关性对系统性能的影响。

1 低仰角下地空信道天线相关性建模

通常对于全向天线,在典型的多径环境下,来自360°方向上的不同反射路径的接收信号,由于其传输距离和到达角度都不同,信号衰落的变化速率可达到最大多普勒速率的2倍。在飞行器高速飞行状态下,接收信号包括直射分量、机身散射分量和地面反射分量,如图1所示。

地空信道的最大多径延迟受到地面站和天线的方位功率谱分布等因素的影响,从几微秒到几十微秒不等。方位功率谱分布与天线的周围环境、方向特性、安装方式以及通信距离等多种因素有关,对于天线周围存在均匀分布散射体的全向天线而言,其方位功率谱也呈均匀分布(0～360°)。对于不同的环境,其方位功率谱分布可能会呈不均匀性。在地空通信系统中,由于机身对信号的散射或反射作用,可能导致方位功率谱的角度扩展和多普勒功率谱的带宽增加,造成信号的快衰落,工程中可以通过地面站采用定向天线和合理设计机载天线来限制方位功率谱的扩散角度。

地空通信中多径信号分量的功率随其相对时延值的增大呈递减趋势,可以用单边指数函数近似描述,即:

式中,σD表示延迟扩展因子,低仰角下远距离通信以及天线的方向性导致多径分量与直达分量信号能量接近,将表现为较严重的频率选择性衰落,认为服从二径莱斯信道模型,用莱斯因子描述多径衰落的严重程度。

飞行器的高速飞行引起的较大多普勒频移将使信号表现为严重的快衰落。地面站采用定向天线的情况下,接收信号被限制在一定角度内,这样导致多普勒功率谱的扩展范围缩小,认为直射分量和多径分量大体来自同一方向,这样可以假定信道特性在若干个码元内基本保持不变。其多普勒功率谱分布服从如下分布:

当fDmaxcosφαH<fD<fDmaxcosφαL时

当fD≥fDmaxcosφαL或fD≤fDmaxcosφαH时

式中,φαH和φαL分别为最大和最小飞行速度方向与多径信号分量的角度。

地空通信中天线之间的距离和布局方式是能否获得空间分集的关键,天线之间距离太近,每个天线接收的信号落在同一个衰落区的概率比较大,造成信号之间的相关性太强,如果天线之间大于一定的距离,距离的增加对快衰落的信号影响较小,但是对慢衰落的影响很大,距离越远,对慢衰落越有好处,所以系统设计中需要合理布局天线。天线的布局将影响天线的相关性。

不同方位功率谱的扩散角度下相关系数也不同,随着角度扩散的增大,相关系数逐渐较小。如果角度扩展很小,则不同天线之间的信号将存在较强的相关性。对于地面站,可以根据阵列结构和信号的相关性来确定信号的到达方向(DOA),来调整天线的跟踪方向,但是天线阵列之间强相关将难以得到分集增益。如果角度扩展很大,不存在直射分量,则不同天线之间的信号只是弱相关,对于确定DOA不那么容易,但是可以通过分集接收技术获得分集增益。

通常天线相关性定义为接收天线处信号包络的相关,信道仿真过程中可以将天线相关性归结为抽头的相关,在信道仿真过程中如果需要得到依靠天线相关的抽头系数的简单解法,可以假设各个抽头相关系数都相等[3]。

2 FB-FDE基本原理

基于滤波器组的单载波频域均衡技术的基本思想是:发送端发送常规的单载波调制信号,接收端将接收到的全带信号分解成多子带信号,针对各子带信号的特点分别进行均衡处理,最后再由各个经过均衡后的子带信号重构整个接收信号。

频域均衡是在分析滤波器组和综合滤波器组之间完成的[4]。每个子带时域信号分别用均衡滤波器进行均衡。分析滤波器的数目以便满足子各信道都近似为平坦衰落的条件,每个子带内信道频率响应幅度近似恒定,此时各子带的均衡器各用一个单抽头的复数滤波器即可。

SC-FDE发送信号每帧前面的循环前缀[5],能够克服矩形窗截取而引起的频谱泄漏现象,同时也用于吸收前一帧多径延迟分量对本帧的影响,因此它能对抗的多径最大时延是小于循环前缀长度的。而FB-FDE不需循环前缀,它能容忍的最大多径时延就没有这样的限制,FFT点数M的大小只是影响各个子带均衡器的复杂度。因此在对抗同样的最大多径时延情况下,采用FB-FDE法比SC-FDE法所需的FFT点数一般可以小4至5倍以上,因而其动态时变特性要优于后者,这是FB-FDE技术的一个重要优点。

3 基于FB-FDE的分集接收技术

基于最小均方误差(MMSE)准则的滤波器组频域均衡技术的接收分集算法如图2所示。

将每个天线接收到的信号进行相应的信道估计,根据MMSE准则得到每个天线接收信号的相应子带的频域均衡权系数:

式中,Hp,q(k)是第p个天线接收信号的第q个Block的第k个子带信道幅频响应,Q为接收天线个数。每个子带的信号经过均衡后进行相加合并:

式中,Vp,q(k)是第p个天线接收信号经过分析滤波器组后第q个Block的第k个子带滤波器的输出。

4 仿真试验及其分析

仿真试验中,假设地空信道服从二径信道模型,每个天线对应的接收机已实现时间同步并得到信道的理想估计。在信道仿真过程中,每帧根据莱斯因子,多径延迟功率谱分布随机产生一组冲击响应hk(τ;t0),由于不同时刻信道冲击响应的自相关函数近似认为服从Jakes模型,即:

式中,Ck为多径幅度,fd为最大多普勒频率(对于地空通信,可以认为是多普勒功率谱的带宽),这样通过递推方式可以产生后续时刻信道冲击响应[6]。

式中,ϕ(T)=J0(2πfdτ),z为均值为0、方差为1的复高斯随机变量。由于不同的block之间具有很强相关性,假定每个block内信道为静态。调制样式为QPSK,符号速率为16 Msym/s。过采样滤波器组的子带数为256,重叠因子K=3,阻带抑制约为50 dB,脉冲成形升余弦滤波器滚降因子为0.22,受定向天线波束宽度限制,方位功率谱角度扩散范围假设为15°,工作频率为5 GHz,飞行速度为800 m/s时,多普勒功率谱的扩展可达400 Hz[1]。最大多径时延为4 μs,天线相关系数分别为0、0.5和1。

为了研究天线相关性对滤波器组频域均衡的性能影响进行分析,仿真了单发双收系统在接收分集中不同的天线相关系数的误码曲线,如图3所示。从仿真曲线中看到,对于莱斯信道而言,天线之间相关性太强则无法获得分集增益,相关系数0.5左右既能获得较好的接收分集增益。

5 结束语

本文通过对低仰角下地空信道天线的相关性建模及其影响的分析,得出了天线相关性对FB-FDE技术的分集接收的性能影响。仿真试验表明,合理地设计天线相关性将对系统产生较大影响。

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分集接收最大比合成技术研究 篇7

分集合并技术是将携带同一信息的信号, 利用不同路径、不同频率、不同极化方式进行传送, 在接收端将各个支路信号按某种方式加以合并, 然后提取信息。分集技术根据获得独立路径信号的方法可分为:空间分集——用多天线发送 (发送分集) 和多天线接收 (接收分集) ;极化分集——接收水平极化和垂直极化信号;角度分集——接收来自不同方向的信号;频率分集——在多个载波上发送同一信息;时间分集——不同时间发送同一信号。根据合并方式可分为:在极化分集中根据合并方式划分又分为选择合并、切换驻留合并、等增益合并、最大比合并, 在这三种方式中最大比合并性能最佳。

本文提出了一种基于同频同相调整的最大比合并算法, 并在工程应用上取得了很好的效果。

1 最大比合并原理

在分集合成系统中, 由于传输信道不同, 接收设备不同 (包括下变频器、电缆长度等) , 终端设备接收的两路信号的瞬时幅度、瞬时相位、瞬时频率会不同。为了能够实现最大比合成, 终端设备对两路信号进行合并时要保证两路信号的瞬时相位相等、瞬时频率相等, 并根据两路信号的信噪比大小对两路信号进行加权, 因此如何实现对两路信号的同频同相调整和对两路信号的加权是实现最大比合成的关键。本文所研究的最大比合成系统如图1所示。

同频同相调整模块输入信号为经过AGC控制和混频滤波后的信号, 经过AGC控制后, 两路信号的幅度应基本相同, 但信噪比可能不同, 由AD采样前的信噪比决定;下变频滤波后两路信号瞬时相位和瞬时频率可能不同, 同频同相调整模块的作用就是根据两路信号相位的不同产生一反映两者相位不同大小的误差量, 分别控制两路本地数字频率器的变化, 经过调整后, 两路信号变为同频同相。信噪比估计器的作用就是估计出两路信号的输入信噪比, 并根据信噪比的大小产生一加权系数, 从而完成最大比合并, 合成后的信号送解调模块完成信号解调。

最大比值合成器的输出信噪比为

其中S0为合成后的信号电压, N0为合成后的噪声电压, 1S、S2为两路输入信号中有用信号电压, 1N、N2为两路输入信号中噪声电压。经过AGC控制后, 两路信号中有用信号的电压相等, 假设变为S, 则信道1的AGC控制增益K1=S/S1, 信道2的AGC控制增益为K2=S/S2。合成器输入端噪声电压为N1'=N1*K1N'2=N2*K2, 合成器根据两路信号输入信噪比的大小对两路信号进行加权, 并保证合成后的信号幅度不变, 即

假设两路信号已通过同频同相调整, 合成器有用信号输出电压为S0=C1*S+C2*S

合成器噪声输出电压为

则输出信噪比为

假设输入信号中两路噪声功率谱密度相同, 这一点通过控制信道中AGC控制可以得到调整。这样, 输入的两路信号的信噪比之比就为输入信号中有用信号的电压平方之比。因此

通过式可以得出

当两路信号输入信噪比相同时, 合成增益为3d B。

2 同频同相调整算法研究

两路信号在进行合并之前要达到同频同相, 以取得较好的合成效果, 这里介绍了一种基于互相关的同频同相调整方法。其工作原理为:

终端设备接收到的第1路信号和第2路信号分别为

其中, A1为第1路信号幅度, w1为第1路信号中心频率 (包含了多普勒信息) , Φ代表调制数据信息, θ1为第1路信号初始相位, n1为高斯白噪声。

A2为第2路信号幅度, w2为第2路信号中心频率 (包含了多普勒信息) , θ2为第2路信号初始相位, n2为高斯白噪声。

经过AGC调整后第1路信号和第2路信号分别为

开始时第1路本地信号同相支路为:I1=2cos (wt) , 第1路本地信号正交支路为:Q1=2sin (wt) ;第2路本地同相支路为:I2=2cos (wt) , 第2路本地正交支路为:Q2=2sin (wt) 。

w为本地载波频率, 在这里认为本地载波初始相位为某一固定值, 初始调整时各支路初始相位相同, 因此没有写出, 可以认为是零, 这并不影响原理的说明;

第1路信号经过正交下变频滤波处理后变为两路信号, 即同相支路和正交支路。

同相支路为:

正交支路为:

第2路信号经过正交下变频滤波后也变为同相支路和正交支路信号。

同相支路为:

正交支路为:

其中nI1、nQ1、nI2、nQ2为滤波后的噪声。

同频同相调整的目的就是如何使

(w1-w) *t+θ1和 (w2-w) *t+θ2相等。

采用基于互相关的方法, 其数学表达公式为:

其中nI、nR为噪声。

首先计算出 (w2-w1) t+θ2-θ1值, 之后再通过环路滤波处理, 得到控制信号, 分别控制两个本地NCO, 使其产生新的频率控制字, 来跟踪两路信号的频率和相位变化, 跟踪原理和普通锁相环跟踪原理相同, 不再介绍。

应用本方法在实际应用中有几点需要注意的地方。

(1) 从公式 (18) 、 (19) 可以看出, 公式中不包含调制信息, 本鉴相方法不受数据调制类型的影响。 (2) 在进行互相关运算时, 在进行鉴相之前, 低通滤波器的带宽要尽量窄些, 提高滤波后的信噪比。 (3) 在实际应用情况下, 同频同相调整环路通常和多普勒估计环路同时工作, 滤波器带宽选择尽量窄, 提高滤波后的信噪比。

3 信噪比估计算法研究

两路信号在进行合并时, 需要对两路信号进行合适的加权, 加权值的大小由两路信号的信噪比决定。如果两路信号输入噪声功率谱密度相同, 两路信号的信噪比之比就由两路信号中有用信号的功率大小决定, 在这种情况下, 就转换为如何精确求得两路信号中有用信号的功率大小, 一方面用这个值来完成AGC控制, 另一方面根据功率大小完成加权系数的计算。信号功率计算的不精确, 加权系数和理论值就会有一差别, 从而影响合成效果。

以单音信号为例介绍信噪比估计方法。

对于单音信号, 因为合成是在解调之前完成, 因此还没有完成对载波的跟踪, 采用FFT分析的方法完成载波功率估计, 具体实现方法如下。

(1) 对下变频滤波后的两路信号进行复数FFT分析, 在分析的时间内, 如果多普勒值变化不大, FFT分析结果中会有一较高值出现, 从而实现信号能量聚集, FFT分析的时间长短由多普勒变化率大小和输入信噪比大小共同决定, 在某些情况下还要进行非相干累加; (2) 对FFT分析的结果求能量; (3) 对分析能量的结果进行多次非相干累加; (4) 对两路信号非相干累加的结果求最大值。最大值的大小可以代表信号中有用信号功率的大小。

通过上述方法计算出两路有用信号的功率。根据此两路信号的大小计算出加权系数, 并完成AGC控制。

5 结语

本文对分集合成原理进行了介绍, 对其关键技术进行了研究, 介绍了一种同频同相方法, 对其进行了严密的数学推导, 这种方法可以应用于很多种调制体制;对信噪比估计方法也进行了介绍, 针对不同的调制方法, 估计方法有所区别;所介绍的同频同相方法和信噪比估计方法易于工程实现, 可满足多种工程背景的需要。

参考文献

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多重分集检测前合并技术研究 篇8

将接收端得到的个不同独立信号合并起来, 从合并方式上来讲分为选择式合并、最大比值合并、等增益合并。选择式合并是指检测所有分集接收信号, 以选择其中信噪比最高的那一个接收支路作为合并器的输出, 选择式合并方法简单, 实现容易, 但是, 由于未被选择的分集接收信号丢失, 因此抗衰落效果差。最大比值合并是一种最佳合并方式, 它对多路分集接收信号进行同相相加, 权重是各分集接收支路的信噪比, 最大比值合并的输出信噪比等于各分集接收支路信噪比之和, 因此, 最大比值合并的抗衰落能力最强;等增益合并无需对分集接收信号加权, 各分集接收支路是等增益相加, 等增益合并方式实现简单, 其性能接近于最大比值合并。

多重分集接收信号的合并位置可以选择在检测之后的低频处理 (检测后合并) , 此种方法实现简单, 但解调器的解调支路与分集接收信号的重数成正比, 因此其实现成本较高;多重分集接收信号的合并位置也可以选择在检测之前进行 (检测前合并) , 此种方法仅需要一条解调支路, 可简化设备, 降低成本。检测前合并技术是本文的研究重点。

1 检测前合并技术概述

图1和图2分别为多重分集接收信号检测前合并和检测后合并实现框图。其中, s1 (t) 为第一条分集接收信号, sn (t) 为第n条分集接收信号。由图可知, 对于n重分集接收信号, 若采用检测后合并技术, 则需要n条解调支路;若采用检测前合并技术, 只需要一条解调支路。因此, 检测后合并技术所需的硬件成本远远高于检测前合并技术所需的硬件成本。

由于各条分集接收信号的多径时延不同, 如果将各分集接收信号直接相加则可能导致信号之间相互抵消。为了保证各分集接收信号合并时相位相同, 通常采用锁相法或校相法对相位进行校正。锁相法需要有足够高的信噪比, 当信噪比很低时, 锁相环失锁, 整个通信系统不能正常工作, 分集也就失去作用。因此工程中应采用移相法、Bickford环或相位校正环首先对各分集接收信号进行相位校正, 然后相加合并以达到抗衰落的目的。下面对移相法、Bickford环以及相位校正环分别进行研究。

2 移相法

如图3所示为移相法原理框图, 其中, s1 (t) 为第一条分集接收信号, s2 (t) 为第二条分集接收信号, 鉴相器输出信号s3 (t) 经低通滤波器滤波后得到信号s4 (t) , s4 (t) 作为可变移相器的控制信号改变第二分集接收信号s2 (t) 的相位, 使其与第一分集接收信号s1 (t) 的相位相同。s5 (t) 为第二分集接收信号s2 (t) 移相后的信号。

下面为两重分集接收信号合并的公式推导:假设接收信号的调制方式为BPSK调制, θ为0或π, ωs为载波频率, φs1为第一分集接收信号的载波相位, φs2为第二分集接收信号的载波相位。

由以上推导过程可知, 两重分集接收信号以相同的支路增益进行直接相加, 因此此种合并方式为等增益合并。相加后的信号作为解调器的输入信号进行解调。

3 Bickford环

如图4所示为Bickford环原理框图, 假设接收信号的调制方式为BPSK调制, θ为0或π;s1 (t) 为第一条分集接收信号, s2 (t) 为第二条分集接收信号, 窄带滤波器对恢复出的载波进行提纯。如下为两重分集接收信号合并的公式推导。

因为θ为0或π, 因此cos2θ=1。

经低通滤波器滤波后得:

同理可得,

从以上推导过程可知, 两重分集接收信号的幅度分别与本支路的信噪比成正比, 因此此种合并方式为最大比值合并。相加后的信号作为合并器的输出进入解调器进行解调。

4 相位校正环

如图5所示为相位校正环原理框图, s1 (t) 为第一条分集接收信号, s2 (t) 为第二条分集接收信号, s0 (t) 为本振信号。

本振输出为:

第一次混频输出, 取差频得式 (4-3) :

再经第二次混频输出, 取差频:

同理可得,

由以上推导过程可知, s1 (t) 、s2 (t) 的频率、相位均与本振信号一致。两重分集接收信号的幅度分别与本支路的信噪比成正比, 亦即实现了很好的加权, 相当于最大比值合并。此种相位校正环只适合幅度调制, 不适合相位调制。

5 结语

本文首先分析检测后合并技术的不足, 并就此提出弥补这一不足的检测前合并技术。通过公式推导证明检测前合并既能实现多重分集接收信号的等增益合并又能实现多重分集接收信号的最佳合并。解调器的误码性能决定于进入判决器的信噪比, 在多重分集接收系统中, 进入判决器的信噪比取决于采用何种合并方式, 而与合并位置的选择无关。因此采用检测前合并技术可以在保证解调器性能不受影响的前提下而使其成本大大降低, 应在工程中得以广泛应用。

摘要：检测后合并技术由于其实现简单在多重分集接收系统中得以广泛应用, 但检测后合并技术所需解调支路与分集接收重数成正比, 这就造成解调器的硬件成本大大提高。针对这一缺陷, 对检测前合并技术进行了研究, 通过公式推导, 理论分析得出如下结论:检测前合并亦能实现等增益合并和最佳合并, 采用检测前合并技术能够在保证解调器性能不受影响的前提下而使其成本大大降低, 因此, 检测前合并技术可以在工程上得以推广应用。

关键词：检测前合并,检测后合并,最佳合并,分集接收

参考文献

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