电压采样（精选三篇）
电压采样 篇1
1 原因分析
1.1 道岔电路动作说明。
道岔表示电压监测道岔表示继电器的交流电压和直流电压, 目前提速道岔表示电压采集点在分线盘的X4和X2 (定位, X4正、X2负) 、X3与X5 (反位, X3正、X5负) 。由于牵引道岔的转辙机数量不同故其室内的控制电路有所区别, 但连接室外的动作和表示电路则完全相同。图1为提速道岔动作、表示部分合在一起的道岔控制电路原理图, 图中为道岔定位状态, DBJ吸起。
道岔在静止状态时, DBJ线圈正端1并接在X4, 负端4并接在X2:BB3—R1—1DQJ23—21—2DQJ131-132 (外线X2) —DBJ4-1—外线X4转辙机自动开闭器11-12—电机绕组—外线X1—1DQJ11-13—BB4。此时道岔定表电压 (X4与X2间) 为变压器输出AC110V电压经半波整流后的电压值, 直流约20V左右, 交流成分约70V~80V左右。
当从定位向反位操作道岔时, 1DQJ↑—1DQJF↑—2DQJ转极, 这时:A相—RD1—DBQ11-21—1DQJ12-11—外线X1—电机绕组 (左) ;B相—RD2—DBQ31-41—1DQJF12-11—2DQJ111-113—外线X4—转辙机自动开闭器接点11-12—电机绕组 (右) ;C相—RD3—DBQ51-61—1DQJF22-21—2DQJ121-123—外线X3—转辙机自动开闭器接点13-14—电机绕组 (中) 。
在道岔向反位转向过程中, X1、X4、X3上对应为A相、B相、C相AC380V电压, 同时, 现场转辙机自动开闭器33-34和35-36两组接点断开、41-42和43-44以及45-46同时接通。此时:
外线X3 (C相电) —13-14—43-44—外线X2
此时, 道岔表示电压采集到的X4、X2上电压为B相和C相之间的相电压AC380V, 该电压经由采样线直接引入微机监测采集机柜, 采集电路会出现较为明显的发热。
同上分析, 当道岔从反位转向定位的过程中, X5上为C相电, X3上为B相电, X3和X5之间会有AC380V存在。
另外, 在转辙机转换到位后, 另一组自动开闭器会快速转换到位和1DQJF相继释放。在1DQJ断开电机三相电源的瞬间, 电机绕组由于其感性特性, 线圈上有时会产生超过2000V的瞬时反电势, 该电压引入微机监测采集机柜, 电压值已远远超过采集板设计容量, 可能发生配线端子击穿短路、采集板损坏等故障。
1.2 道岔表示电压采集监测原理。
道岔表示电压接入微机监测系统道岔表示电压采集板时, 采集机将采样到的电压信号经过高阻模块隔离后, 进行隔离转换, 通过信号调理、运放电路进行低通滤波, 再经过程序的处理分离出信号中的交流成分和直流成分, 该电压经转换后送入板载的DSP处理器片上AD进行采样处理。每路高阻模块电阻为80K, 其额定功耗约为2W。道岔采集电路的原理如图2。
分线盘道岔表示电压监测示意图见图3。
在道岔静止的情况下, 道岔表示采集电路所采集的电压为直流20V左右, 交流成分为70~80V, 采集电路所消耗的电流为1m A左右, 每路所产生的功耗为0.08W, 不会产生明显的温升。但当道岔进行转位时, 在转辙机动作的过程中, 定位和反位表示电压的采样线 (X4和X2之间、X3和X5之间) 会有AC380V的交流接入, 每路总功耗会有所增加, 约为1.8W, 接近电阻的额定功耗, 采集板会产生较为明显的温升, 其温升约为40~45℃度, 当环境温度为30~40℃度时, 电阻的温度可能达到70~80℃度。一般情况下道岔动作时间相对较短, 由此造成的温升持续时间不长, 所对系统的影响不大。
1.3发热原因。
当电务人员在维护道岔需要长时间反复频繁扳动道岔时, 出现该道岔采集板输入端较长时间接入AC380V高压, 高阻隔离部分温度在短时间内急剧升高并持续发热, 热量大量集聚。又由于电路板输入路数较多, 电阻较为集中, 单位面积内功率过高, 从而导致采集电路板急剧升温。极端情况下会出现电阻脱焊、烧损等故障现象, 产生极大安全隐患, 并影响道岔的正常使用。
另外, 提速道岔转换完成后, 1DQJ断开电机绕组时, 有时产生超过2000V的瞬时反电动势。道岔表示电压采集板电阻布置密集, 各元件间间隙较小, 相邻路数间耐压值相对较小, 在高压下被击穿的概率较大。
2 采样方案改进
2.1 要保证采样电路的安全性, 必须保证采集电路可以长时间工作在380V电压条件下。提高各元件额定工作值、降低衰耗电阻上的功耗, 以保证采样电路的安全工作。
2.2 将高阻隔离部分与采集板分开设置, 使之尽可能远离, 采样信号经高压衰减后再进入机柜监测板。并且, 使各路电阻间保持一定的距离, 只要空间允许, 尽可能使用宽线, 同时加大导线间的间距, 以提高高阻隔离模块的绝缘电阻和耐压值。
电压采样 篇2
1 多功能电能表电压采样回路概述
电能表输入回路中的电压采样是将高电压转换成弱电小信号来测量, 转换后的弱电小信号经过滤波放大整形, 由A/D转换器转换为数字信号, 提供给计量专用芯片进行电能运算。常用的电压采样电路有精密电阻分压式和电压互感器输入方式。在三相多功能电能表中由于存在线电压, 不便采用精密电阻直接取样, 多采用高精度电压互感器输入回路。针对不同电压采样计量原理的不同, 可把三相三线多功能电能表分为三类:第一类, 电压采样三通道三元件测量电能表;第二类, 电压采样三通道两元件测量电能表;第三类, 电压采样两通道两元件测量电能表。
2 不同采样电能表的电压等效电路
多功能电能表采用的专用计量芯片通常为三相三线和三相四线通用型, 即有三个电压通道和三个电流通道, 根据前端采样数据的不同可设计为三相三线或三相四线电能表。由于电子器件在设定了适当工作点后, 仅着眼于线性区内的小信号, 则可以视为线性工作, 因此每一个电压、电流采样回路都可用一个测量元件来等效, 三相三线电能表电压二次回路一般为V/V接线, 电流二次回路或为不完全星形接线或为A、C分相四线连接, 这样可建立三相三线电能表数学模型。
2.1 三通道三元件测量电能表
在三相电路中总功率等于各相功率的代数和, 即p=uaia+ubib+ucic, 而在三相三线计量方式中电压互感器普遍采用V/V接线, V/V接线的电压互感器二次侧只能输出三个线电压undefined、undefined、undefined, 但在三通道三元件测量电能表中测量的每个元件使用的是相电压, 为实现三元件相电压测量的目的, 电压输入采样回路可设计成如图1 (a) 所示的等效电路形式, 假定undefined, 则undefined, 其中三个元件的阻抗可认为相等, 即Z1=Z2=Z3=Z, 则可列电路方程:
undefined
undefined
undefined、undefined、undefined幅值相等, 相位互差120°, 由此可判定undefined、undefined、undefined, 即通过这样一种采样方式把V/V接线的电压互感器的线电压已转换为三个相电压的采样, 因此可实现三相三线电能表内部三个元件的相电压的测量。
同时在三相三线电路中, 由于故线路中只有两只电流互感器, 分别直接产生两相二次电流, 计量中所需的B相二次电流, 通过电能表内采用不完全星形接线如图1 (b) 所示来合成, 这样合成的可以准确反映B相负荷一次电流。三通道三元件电能表使用的不多, 只有部分表 (如爱托利) 采用。
(a) 电压采样回路 (b) 电流采样回路
2.2 三通道两元件测量电能表
前已述及三相三线和三相四线电能表使用的专用计量芯片通用, 具有三个电压通道, 但国产三相三线多功能电能表基本采用两元件测量模式, 即第Ⅰ元件电压、电流分别采样undefined、undefined, 第Ⅱ元件电压、电流分别采样undefined、undefined, 但国产电能表对电压第三个通道也进行了利用如图2 (a) 所示, 其用来采样undefined电压。
(a) 三通道电压采样 (b) 两通道电压采样
三个电压通道采样形成三角形连接, 设计中第三通道电压采样由于电流未采样, 故实际不形成功率 (电能) , 这样设计是为了准确判断b相电压断线, 如果按两通道电压采样, 表内b相电压不采样, 即无Ⅲ元件, 此时, 如果b相电压断线, 则a, c 相电压会变成50V, 但a, c相同时失压 (非断相) 也有可能变成50V, 无法区分是b相断线还是a, c相同时失压。由于有第三通道电压采样的存在, 使电能表b相电压断线的判断更为简单、准确。在此类电能表中, 失压记录是按a、b、c三相分别设计, 使失压期间电能表失压记录所计电量更直观, 按更正系数计算追补电量相对两通道两元件电能表更简单 (如三星表) 。
2.3 两通道两元件测量电能表
三相三线多功能电能表早期电压采样设计如图2 (b) 所示 (如威胜1型表) , 它与图2 (a) 的差别是没有图3 (a) 中第Ⅲ电压采样元件, 在正常计量时, 各元件使用的电压、电流同三通道电能表完全一致, 但在断线故障时有区别。此时虽然也可根据电压两通道电压采样数据以及电压、电流之间的相位关系来判断是否为b相电压断线, 但电路设计复杂、成本较高、判断准确性较差。此类电能表当b相电压断线时, 失压记录分别同时计入a、c相, 使和a相或c相单独失压的记录不容易区分, 相对按更正系数计算追补电量更复杂。
3 断线故障后更正系数表达式的分析推导
在电能计量装置故障中通过更正系数结合表内失压、失流记录来计算退 (补) 电量是一种常用, 也是一种比较科学的方法, 因此正确的更正系数表达式是关键。三种类型电能表发生同种计量故障其更正系数是不一样的, 或结果虽然相同, 但其原理是不一样的。计量装置种类很多, 这里仅以a相电压断线进行分析。
3.1 三通道三元件测量电能表
如图3 (a) 所示, a相断线后Ⅰ元件将失压, Ⅱ和Ⅲ元件串联后接至undefined电压, 且Ⅱ、Ⅲ元件分压后的电压幅值是所接电压的一半, 考虑元件极性后, 功率表达式为:
(a) 断线示意 (b) 相量图
undefined
根据定义, 则更正系数的表达式为:
undefined
由此可见, 三相三线三元件计量的电能表a相断线后的更正系数是一个不受负荷影响的常数。
3.2 三相三线电压三通道电能表
如图4 (a) 所示, a相断线后Ⅲ元件电压正常, 但Ⅰ和Ⅱ元件变成串联接到了undefined电压, 且Ⅰ元件分压后的电压幅值是undefined元件由于没有电流不参与计量, 这样功率表达式为:
(a) 断线示意 (b) 相量图
undefined
推导所得到的更正系数公式为:
undefined
从上式看到, 此类电能表和第一类电能表a相断线后更正系数同为常数, 但它们实际的计量原理是不同的。
3.3 三相三线电压两通道电能表
如图5 (a) , a相断线后电能表Ⅰ元件将失压, 只有Ⅱ元件单独工作, 功率表达式为:
(a) 断线示意 (b) 相量图
推导后的更正系数表达式为:
undefined
这类电能表和前两类电能表更正系数不同, 从公式分析是和负荷功率因数角相关的一个变量, 随着φ角的变化而变化。
3.4 电压断线三类电能表更正系数分析汇总
综上所述三相多功能电能表不同的电压采样回路, 得到的更正系数表达式可能不同, 即使一部分相同, 其理论含义却有重要区别, 但从分析方法上来讲都是一样的。三相供电系统, 接入电能表的a、b、c三相电压都有可能断线 (失压) , 根据前文应用的分析方法, 可得到全部的更正系数表达式, 见表1。
4 更正系数表达式应用错误退 (补) 电量结果分析
在实际工作中不区分电能表类别进行退 (补) 电量是一种普遍现象, 最常见的是以第三类电能表更正系数进行退 (补) 电量计算。在断线故障中, 除b相断线后的更正系数与其他两类相同, 则追补电量相同外, a、c相断线由于第三类更正系数存在负荷功率因数角的影响, 将会对第一、二类电能表造成多补或少补电量的情况。
a相断线后, 若更正系数undefined则多补电量, 此时可得到负荷功率因数角φ在 (-60°, 0°) 区间内, 即φ角若在该区间内则将会多补电量。
a相断线后, 若更正系数undefined, 假定电能表有功总电量设置为正+反, 则也会多补电量, 此时φ角在 (-73.9°, -60°) 区间内。
类似于上述分析, 另外的几种退补电量情况为:
若1
若-1
通过这样一种分析, 可得到a相断线后负荷功率因数角φ在[-90°, 90°]整个区间内退补电量分布, 如图6所示。
其中φ=0°或φ=-73.9°时, 此时K=±2, 计算后的追补电量就是应补的电量。φ=-60°时, K值趋向无穷大, 显然是一个错误的更正系数。φ=60°或φ=-79.1°时, K=±1, 处于少补与退电量的临界点。φ=±90°时, 负荷性质为纯感性或纯容性, 正确计量的有功功率为0, 则故障后电能表所走的电字就是多走的电字, 应予退还。
5 更正系数理论值与实际值的差别
在更正系数理论分析中总是认为三个电压元件的等效阻抗相等, 即Z1=Z2=Z3, 但实际上它们的阻抗值有一定的差别, 这样断线后, 涉及故障元件的电压将与理论电压存在比值差和角度差, 使更正系数理论值与实际值具有一定的误差。同样以第二类电能表a相断线为例, 实测Ⅰ元件电压U1=46V, 与理论电压的角度差undefined, 即undefined, 这样必然理论值 (K=2) 与实际值有一定差别, 试验证明有功实际更正系数K=1.87, 因此在实际追补电量应用中应对理论更正系数进行一定的误差修正。
6 结束语
三相三线多功能电能表主要应用于10kV及以上高压大用户计费点, 计量装置故障后影响电量较大, 电能表电压断线 (高压保险熔断) 又是最常见的一种计量故障, 故障后依据表内失压事件记录, 通过更正系数退补电量又是现今最合理的一种退补方法。本文就是基于此点认识, 侧重于实际工作需要, 详细论述了不同三相三线电能表, 电压断线后不同的更正系数, 这些更正系数公式可以在实际工作中直接引用。
摘要：重点介绍了各类三相三线多功能电能表的不同电压采样回路, 并以此入手, 详细论述了各类电能表因电压采样回路的不同, 所引起的电压断线后退补电量中不同的更正系数, 分析了工作中使用更正系数错误后产生的退补电量分布情况, 以及应用更正系数计算的理论退补电量与实际情况的差异。
关键词：电压采样,多功能电能表,电压断线,分析
参考文献
[1]孙禔, 舒开旗, 刘建华.电能计量新技术与应用[M].北京:中国电力出版社, 2010.
电压采样 篇3
为了获得一定的除尘效率, ESP电源控制器需要让电场在一定的火化率状态下运行。而火花的准确判断是HVESP控制器的核心功能。受除尘本体各环节参数以及负载特性的影响, 本体回路会呈现出不同的电气特性。其中主要包括:过阻尼状态、临界阻尼状态和欠阻尼状态[4]。他们区别主要表现在本体火花放电时刻。在过阻尼状态下, 本体二次侧信号单调衰减, 不存在震荡, 信号特征明显;临界阻尼状态下, 火花一旦发生, 二次侧信号将出现等幅震荡且不衰减, 工业应用中不允许出现;欠阻尼状态下, 二次侧在火花产生时会产生震荡衰减的二次电压信号, 该状态在工业应用中经常遇到。欠阻尼状态下二次侧信号震荡幅值过大会导致控制器DSP采样数据的错误, 对后续信号处理也带来极大的影响。
为了过滤信号, 滤波电路一般会被设计成低通滤波器、高通滤波器或者带通滤波器。与常规滤波电路不同, 高压静电除尘二次侧震荡信号不能归类成干扰信号。该滤波电路设计的难点在于:保证静电除尘故障诊断依据的完整性, 火花放电时刻二次电压震荡的时域和频域特征需要有效保留, 而震荡幅度需要得到有效的限制, 以便控制器正确地分析和判断。到目前为止, 工业应用上对该震荡信号的处理缺乏重视, 针对欠阻尼态下控制器采样信号滤波电路设计的文献并不多。本文采用了一种基于高压静电场本体火花放电时刻二次电压信号震荡时频特征分析的电路设计方法进行二次侧电压采样电路的设计, 最后通过电场实验检验了其正确性。
1 欠阻尼状态下的高压静电除尘主回路分析
HVESP主电路原理如图1 (b) 所示, 根据基尔霍夫电压回路电压定律, 列出该电路的微分方程:
将式 (1) 常量部分简化, 令
可得
根据等式 (3) 可列出该二阶微分方程的特征方程
该特征方程存在着特征根
根据式 (5) 根号部分分析, 这里存在3种情况, 当
1) 当 (L+RRLC) 2>4LCRL (R+RL) 时, 方程存在两个不同的实根, 电路呈现过阻尼状态;如图3 (a) 所示。
2) 当 (L+RRLC) 2=4LCRL (R+RL) 时, 方程存在两个相同的实根, 电路呈现临界阻尼状态;
3) (L+RRLC) 2<4LCRL (R+RL) 时, 方程存在两个共轭虚根, 电路呈现欠阻尼状态;如图3 (b) 所示。
当系统主回路中的等效参数L、R、RL、C满足过阻尼条件, 高压静电场发生火花放电瞬间并不会产生震荡, 波形见图3 (a) 。另一方面, 当系统主回路满足欠阻尼条件时, 高压静电场发生火花放电瞬间ESP呈现出欠阻尼震荡, 波形见图3 (b) 。对图3 (b) 震荡信号进行傅里叶变换分析, 可以得到震荡的特征频率在3 500 Hz附近。由于高压除尘本体的阻尼电阻、等效电感、电场等效电容的参数在除尘器工作过程中是相对稳定的, 变化较大的是回路的负载电阻RL。该震荡信号的特征频率及其变化情况 (变化趋势、超调量和稳定时间) 都能有效反映出负载电阻RL的变化情况, 可作为高压静电场本体故障诊断的有效依据。正因为这一特征频率包含着重要的运行状态信息, 因此将其作为二次电压信号采样滤波电路设计的重要参考依据。
高压静电场主电路的欠阻尼震荡是由除尘本体等效参数决定的, 在实际工业应用的高压电场中经常出现。由于电场参数设计差异、设备采购和供应商的差异以及电场安装参数等的影响都可能会导致在电场运行时出现欠阻尼态。出于成本的考虑, 电场主回路元器件不可能随便更换。
这种存在震荡特点的二次电压信号对于传统的基于dv/dt的火花判据带来了不能忽略的影响。其主要原因在于震荡的信号会持续到下一个半波周期。由于震荡幅度比较大, 即使下一个半波周期没有火花的产生, HVESP控制器也会因为二次电压的dv/dt条件满足而产生误判。从而导致系统连锁动作, 将高压静电场的极间电压拉低, 直接降低了除尘的效率。
2 有源滤波电路关键参数设计
基于上面的分析, HVESP对高压静电场二次电压信号的滤波提出了较高的要求。首先, 要防止震荡信号给控制器火花识别带来的误判, 其次要保留震荡信号的绝大部分特征。由于特征频率变动范围偏低, 在滤波系统设计可采用二阶有源低通滤波器———Sallen-Key低通滤波器[5,6]。
该低通滤波器采用了图5所示二级运放结构。第一级采用高精度高共模抑制比差分放大器INA117, 该运放放在第一级主要起到信号驱动能力放大, 且因为运放电源与输入信号电源不共地, 在信号处理上起到一定的信号隔离作用。第一级运放的信号放大比例为1∶1, 由运放芯片内部电路决定。第二级运放为该滤波电路的核心, 采用OP177实现了Sallen-Key低通滤波器接法。根据电路基尔霍夫定律, 可以求得图5所示滤波电路的传递系统函数为:
式 (6) 中K=R3/R4, 根据实际电场采样输入信号图3 (b) 可得电路滤波性能优化目标为信号幅值衰减不低于-8 d B, 相位滞后不超出90°。采用参数试验法[7], 可以得到表1所示三组不同滤波性能。图6是表1中的3组不同参数组合在Matlab环境下分析得到的滤波电路频率特性。
3 实验结果与分析
本文实验采用第3组参数选择器件制作滤波电路。示波器检测点放在图5所示电路的Vout处。采样电路在50 k V放电实验中测得图7所示信号波形。控制器使用二次电压dv/dt火花判据, 火花灵敏度30 k V/ms。由实验结果可得, 当火花击穿发生时控制器能准确捕获, 下一个10 ms周期导通角适当减小后打开。震荡衰减信号的峰峰值测得1.1 V, 符合DSP采样AD的输入允许范围。震荡衰减信号的频率特征能够有效保留。
4 结语
通过对高压静电除尘主回路的定性分析, 说明了火花击穿时二次电压震荡信号的存在对于ESP的控制既有帮助, 同时也存在着不利的影响。本文基于欠阻尼态下ESP二次侧工作信号的频域特征, 对控制器二次电压信号采样滤波电路参数进行针对性设计与选型, 对于该震荡信号实现一定的强度抑制, 从而提高系统控制的准确性。通过50k V电场实验分析, 本论文所设计的控制器滤波电路能有效满足实际应用需求, 能明显提高除尘系统的稳定性和火花识别正确率。为控制器后续进行在线故障诊断提供了硬件基础。
参考文献
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