前置放大

2024-09-06

前置放大（精选七篇）

前置放大篇1

前置放大器也称为前级, 功放之前的预放大和控制部分, 用于增强信号的电压幅度, 提供输入信号选择, 音调调整和音量控制等功能。前置放大器也称为前级由于主要是面向教学所以在前期电路设计的时候要考虑到其整体结构的简洁、布线更清晰、合理;对核心芯片 (M65831;NE5532) 的了解认识及应用;确定前置放大器的电路组成和功能;装而能用, 因其具体应用上比较广泛 (如一些高档卡拉ok, 影剧院) 。

2 此电路的特点

它含有高品质卡拉ok功能;高保真的前级放大器;独特的话筒滤波激励;断电直通功能。

3 电路特点及具体说明

3.1 高品质卡拉ok功能:

选用三菱公司最高档次的码延时专用的大规模集成电路M65831作混响器芯片, 并设置了65ms, 130ms, 200ms的三级可选延迟选择。

3.2 高保真的前级放大器:

本电路具有四组音频信号 (VCD/CD DVD TUNE AUX) , 两组视频信号输入并且同步切换, 音量及音调的调节控制, 提供10db的前级增益, 可直接与后级接驳。本电路前级放大NE5532运放之皇以获得高保真音色。为避免电子开关的失真及减小信号连接, 减小伴音和音染, 因此输入信号切换选用长柄机械开关。

3.3 具有独特的话筒谐波激励:

为了进一步美化噪音, 本电路特设了谐波功能, 通过技术上的手段人为地增加了噪音中的泛音成分, 扩展噪音的领域, 使人们在演唱时感到更加轻松自如。

3.4 断电直通功能:

为了满足一些苛刻的发烧友对高保真的追求, 本电路特设断电直通功能, 在断电状态下, 本电路将输入信号直接接到输出, 此时本机只相当于一条信号线, 对信号不会产生任何影响, 也就不会造成信号的任何污染。

3.5 使用方便:

本机的话筒通道于音乐通道的各项调节均相互独立、互不影响, 主要体现在她们有各自独立的音量、高音、中音、低音调节, 因此可以很能方便地将话筒声及音乐声调节到满意的音响效果。

3.6 连接:

DVD机或 (VCD) 的音频输出信号 (两组) 、视频信号 (一组) 接入混响器中四组音频信号相对应的DVD输入端子或VCD输入端子、DVD视频输入端子或VCD视频输入端子。混响器中视频输出信号接入电视机视频输入。混响器中音频输出信号 (两组) L声道、R声道接入高保真功放音频信号输入端。

3.7 延时选择按键 (DELAY TIME) :

卡拉ok延时时间选择, 按此键则相应解码延时时间会按200mss (绿灯) 、65ms (橙色灯) 、130ms (红灯) 变化, 每次开机设定在200ms状态, 指示灯为绿色。选择哪一种时间应由伴唱节奏而定, 节奏快就选择短的延迟时间, 反之选长的延迟时间。

3.8 话筒音量调节 (MICⅠ、MICⅡ、VOL) :

调节分别控制话筒的音量大小, 话筒插入前其音量控制位置应先调至最小, 话筒高音、中音、低音调节 (M.TREBLE、M.MID、M.BASS) , 调节可补偿个话筒人声的频响, 使唱卡拉ok时效果更加完美。此三功能只对话筒起作用而不影响音乐信号。

3.9 混响强度调节:

调节可改变卡拉ok混响时间, 此功能与延时时间配合恰当即可产生满意的混响效果和优美的歌声。若将电路作纯音乐前级时, 应将混响强度电位器逆时针旋至最小。

伴音高音、低音调节 (TREBLE.BASS) :此两项功能只对音乐信号起作用而不影响话筒信号。调节两电位器逆时针为衰减, 反之为提升, 两电位器居中时为直通。

音乐音量调节 (VOLUME) :调节可使卡拉ok伴音的音量改变以配合话筒的音量大小以达到最佳效果。该功能只对调节音乐音量有效, 不影响话筒音量。

3.1 0 信号源选择 (SELECTOR) :输入信号选择开关。有四种输入音频信号: (AUX、TUNER、DVD、VCD/CD)

图1为前置放大器电路原理框图。

技术指标:电源电压:AC 220V±10% (50Hz) ;频率响应:20HZ-20KHz (-3db) ;谐波失真:<0.1% (1KHz, 纯音乐通道) , <0.15% (卡拉OK通道) ;延迟时间:65ms, 130ms, 200ms三档可调 (可调混响时间, 0~5秒连续可调;增益:10db (纯音乐通道) , 35db (话筒通道) ;高音调节:±10db (10KHz) ;低音调节:±10db (100Hz) ;输入是话筒, 输出是功放。

4 结论

从上述的理论分析和具体实验情况来看, 本文设计的前置放大电路, 主要根据最佳源电阻匹配的原则选择低噪声管, 作为前置放大器, 以得到最大的输出信噪比。低噪声放大器除了放大管自身噪声外, 还需要电阻、电容的噪声也很低, 这样出来的效果才好。另外还需要考虑耦合网络、反馈电路和偏置电路的噪声影响, 选择合适的耦合网络、反馈电路和偏置电路, 尽可能地实现探测器与前置放大器之间的噪声匹配。此外, 还需适地调试电路, 选择前置放大器的工作点, 采用屏蔽和接地等防干扰措施以达到低噪声高信噪比的最终目的。

摘要：目前国际上在前级放大器的发展状况标志着其生产厂家在声频功率放大器制造上的地位, 这就是人们常说的HI-FI (hi-fidelity, 高保真) 效果。国内在高保真音响方面这些年的发展逐步的赶上了欧美, 但在核心技术上还是有所差距。本文设计的是一个功放的前级, 和功放加一起是一套完整的高保真设备、但又各自具有自己的独立性。

关键词：HI-FI,声频功率放大器,影音前级

参考文献

[1] (日) 远坂俊昭, 彭军译.测试电子电路设计——模拟篇[M].北京:科学出版社, 2006.

[2] (日) 马场清太郎著, 何希才译.运算放大器应用.人民邮电出版社.科学出版社, 2007.

一种程控增益前置放大电路的设计篇2

随着光电探测技术的发展及应用的日益广泛, 对弱信号处理能力要求更高。激光以其单色性、方向好、抗干扰能力强等优点, 其在激光探测、测距等领域得到广泛应用。激光探测系统通常由光学系统、光电探测器、低噪脉冲放大器等部分组成, 主要完成激光脉冲光电转换、信号放大及输出。由于激光脉冲窄, 频谱宽度宽, 光信号的动态范围大等特点, 要求前置放大电路具有带宽高、响应快、动态范围大, 低噪声等特点[1]。所以前置放大电路设计成为光电探测系统设计的重要内容。

1 光电探测器

光电二极管通常工作在两种模式:光伏模式和光电导模式。当测量精度比速度更重要时采用光伏模式。测量速度比测量精度重要时采用光电导模式。光伏模式下, 二极管零偏压, 没有暗电流, 线性输出, 低噪声, 更适用于线性小信号精密测量;光电导模式下, 二极管需要反偏电压, 有暗电流, 噪声大, 线性度较差, 但灵敏度高、响应快[2,3]。

对于本文设计的光电探测系统而言, 被检测光信号强度变化范围大, 同时要求快速响应等特点, 设计时采用光电导模式, 二极管反偏置以达到对光信号快速响应的要求。

2 前置放大电路

本文采用跨阻型放大器 (transresistance amplifier) 设计前置放大电路。如图1所示, 前置放大电路主要有光电二极管、低噪声放大器、反馈回路三部分组成。光电二极管将接收到的光信号通过光电转换为光电流信号, 由放大器将光电流信号进行放大输出, 反馈回路决定放大电路增益和稳定性, 通过改变放大电路反馈电阻RF的大小, 控制放大电路的增益。

图1中, IO为光电流, CD为光电二极管寄生电容, RF为跨导增益, CF为反馈电容。寄生电容、跨导增益、反馈电容等参数共同决定放大电路的频率响应。

2.1前置放大器

本文采用美国TI公司生产的一款低噪声单位增益集成放大器OPA656。该放大器具有单位增益稳定、增益带宽积为230MHz、低输入偏置电流 (2p A) 、低噪声输入电压噪声 (7n V/) 、等特点, 广泛用于宽带光电放大、ADC输入缓冲、CCD输出缓冲、采样和控制缓冲、带宽精密放大等领域[4]。

选用该集成运算放大器能够实现低输入电压电流噪声, 快速响应, 高带宽的要求。电路设计中, 为达到最大二阶巴特沃斯频率响应, 其反馈极点应设置为:

根据式 (1) 可得到反馈电容值。

-3d B带宽为:

下面分析放大电路噪声特性, 放大电路等效输入电流噪声为:

式 (3) 中, 为等效输入噪声电流;为放大器的反相输入电流噪声;为放大器的输入电压噪声;为二极管电容;4KT应等于1.6E-20J (温度在290K时) 。

电路设计中, 跨阻增益分别为50KΩ、10KΩ、1KΩ, 根据式 (1) 至 (3) , 计算不同增益情况下, 电路反馈电容、带宽及噪声如下:

从表1中可得该设计中噪声大于放大器自身噪声参数1.3 p A/, 该设计电路中噪声满足要求。

模拟输入信号选择开关

前置放大电路设计要满足输入动态范围大, 输出动态范围小, 高增益等要求, 需要根据信号强弱控制增益放大倍数, 使得输出信号大小保持在合适的范围内。本设计中采用模拟输入信号选择开关切换跨阻增益, 使得输出信号能够满足后端处理电路要求。

ADG704是美国Analog Device公司生产的4路模拟输入信号选择芯片, 其控制信号选择管脚为A0、A1, 通过A1A0组成不同的数字组合, 可以选通4路开关中的1路。该芯片具有很小的导通电阻 (2.5Ω) , 高带宽 (200MHz) , 开关导通截止时间短, 功耗低等优点, 广泛应用于电源系统、通信系统, 视频开关等方面。真值表如表2所示。

3 试验结果

增益控制设计思想:通过判断输出电压信号VO, 模拟开关ADG704选择不同跨阻, 实现对输出电压信号进行衰减, 保证输出信号始终在290m V-3V之间。当输出信号小于290m V时, 通过控制电路输入A1A0组合选择开关中的一个闭合, 选择电阻值较大的RF;无信号时, 控制电路输入A1A0组合选择50KΩ, 电路始终处于增益最大位置。当输出电压信号大于3V时, 控制电路输入A1A0组合, 依次选择电阻值较小的, 直至电路饱和输出电压3V。

试验主要验证, 输出处于临界点时, 模拟开关ADG704切换电阻后是否能够满足设定要求, 即反馈电阻为R1、R2、R3时, 保证输出电压信号范围始终在290m V-3V之间, 试验结果如下表3所示:

从表3可以看出, 增益电阻为50 KΩ, 输出达到2.96V时切换增益电阻为10KΩ, 输出信号幅值衰减5倍;增益电阻为10KΩ, 输出达到2.98V时切换增益电阻为1KΩ, 输出信号幅值衰减10倍;该放大电路能够检测到光电流信号范围为6μ-3m A, 输入信号动态范围为54d B, 输出信号的动态范围为20d B。

4 结论

本文从理论上详细分析了程控增益前置放大电路的特点及噪声特性, 并以其为指导以OPA656和ADG704为例, 设计测试了程控增益前置放大电路, 测试结果表明, 设计电路具有输出线性良好及结构简单的优点。该程控增益放大电路实现了大动态范围输入, 小动态范围输出的功能。对微弱光电信号检测系统前置放大电路的设计, 具有一定的参考意义。

参考文献

[1]安毓英, 曾晓东.光电探测原理[M].西安:西安电子科技大学出版社, 2004.

[2]Narayan D T.Photodiode characteristics[Z].United States:UDT Sensors Inc, 2000.

[3]戈文杰, 喻杰奎, 胡强高, 江毅.微弱光信号检测系统的研究[J].光通信研究, 2013, 177 (3) :51-53.

前置放大篇3

压电式传感器利用材料的压电效应,将被测力、加速度、超声等物理量转换为电信号进行输出。压电式传感器的输出阻抗很高,输出信号较弱、又常常叠加着强的50 Hz共模干扰,因此,它的采集系统放大调理电路需要一个高输入阻抗的前置放大器[1,2],特别是该前置放大器还需要一个很高的共模抑制比[3,4]。

基于仪用放大器来实现压电信号的前置放大电路是一类常见的方法。因为仪用放大器本身具有很高的共模抑制比(通常在100 dB以上)和极高的输入阻抗(通常在109 Ω以上),低的线性误差和充裕的带宽[5]。本文将对现有的常见的基于仪用放大器的压电信号前置放大电路具体做法进行分析,提出改进方案,并进行实验验证。

1 现有基于仪用放大器前置电路的分析

常用的压电传感器一般为浮地信号源,采用仪用放大器来测量浮地压电信号源,一般容易想到的接法有3种,如图1所示:(a)为直接将信号源连至仪放两同相端作为差分输入;(b)为信号源一端接至仪放的参考地;(c)为通过2个等值电阻引出信号源的共模信号,并联至仪放的参考地。

对图1(a)所示接法,可以想象,存在这样的问题。当压电信号源相对于仪放参考地的共模信号很大时,将导致前置放大电路饱和或截止,不能正常工作。而实际中,特别是有强电磁场的工业现场环境,共模电压信号可能达到二、三十伏甚至更高。因此,这种接法是不可行、不实用的。

对图1(b)所示接法,压电信号源的负端和仪放参考地连在了一起。与图1(a)相比,这种接法,压电信号源不再浮地,输入信号相对于仪放参考地的共模成分被始终箝制为输入电压的1/2,得到了一定的控制;但是,共模成分还是存在的,还有使仪放易于饱和、有效输入范围被减小的弊病。另外,这种接法对仪放而言是一种不平衡的接法,压电信号源高输出阻抗意味着这种不平衡将带来一些问题,如造成外界对正负端的共模干扰转化为差模输入,进而使仪用放大器的抗干扰能力下降。

对图1(c)所示接法,从2个同阻值的电阻中间引出导线连接到仪放参考地[6]。两个同阻值电阻中间引出的信号电位为VR=(Vi1+Vi2)/2,刚好是输入信号的共模成分。因此,这种接法将输入共模成分牵制在了参考地,即:如果不考虑电路动态过渡过程的话,这种接法的共模输入成分始终为0。这也是一种输入平衡的接法。这种接法的不足是:输入阻抗较前两种减小;特别是,未考虑共模成分抑制的动态过程。实际中,由于高的电路阻抗等原因,这种接法对外来的共模干扰的抑制衰减可能要花一些时间,因此,其抑制共模能力还应想办法进一步提高。

2 前置放大电路的改进

提出的前置放大电路的改进方案如图2所示。从仪用放大器两等值外接电阻RG的中间引出一路信号,其值为(Vi1+Vi2)/2,刚好是输入压电信号源的共模成分;首先让其通过普通运放A4组成的电压跟随器,电压关系如式(1),其作用是与仪用放大器隔离,起保护作用[7];然后,对其进行反相放大,通过运放A5组成反相积分电路来实现,输入输出关系见式(2);最后,将反相放大的共模信号,通过一个限流保护电阻R12加到共模点VR。

以上电路改进的本质是:实现了输入信号共模成分的电压并联负反馈。与图1(c)方案相比,由于采用了负反馈,从而会起到更快速地衰减共模干扰的作用。图1中3种接法信号经过仪放中A1和A2后,若共模信号的放大倍数是1;采用图2的负反馈电路后,共模信号经过仪放中A1和A2后放大倍数为1/(1+|F|),F为负反馈放大倍数,F越大,则共模抑制能力越强[8]。

需要注意的是,本方案抑制的是共模干扰,如果由于电路电缆不对称等因素造成共模信号转化为差模信号,则本方案也无能为力。因此,在电路实现时要考虑电路的对称性问题,尽量使电路对称,选择高精度的电阻和高质量的运放[9,10]。

$\begin{array}{l} V_{o 4} = V_{i 4} (1) \\ V_{o 5} = - V_{o 4} \frac{1}{j ω C_{11} R_{11}} = - \frac{V_{i 1} + V_{i 2}}{2} \cdot \frac{1}{j ω C_{11} R_{11}} (2) \\ V_{R} = \frac{V_{i 1} + V_{i 2}}{2} (3) \end{array}$

3 实验及结果

本实验采用常见的振动压电传感器,传感器通过双芯屏蔽电缆和仪用放大器相连。仪用放大器采用INA114,其是一款通用高精度仪用放大器,在增益为1 000时,其共模抑制比高达115 dB,输入阻抗高达1010 Ω。普通运算放大器A4、A5使用TL081,其是一款低噪声低温漂且使用较为广泛的运放。RG选取千分之一精度的阻值为2.2 kΩ的电阻。可计算出仪放增益为G=12.36。另外,R11=10 kΩ,R12 =200 kΩ,C11 =1 nF,R=200 kΩ。

当压电传感器和仪用放大器的差分输入端直接相连,即采用图1(a)接法时,自然随机激励下的电路前置级放大结果如图3(a)所示。发现前置放大后信号的50 Hz干扰较大,周期性明显,幅值较大,峰峰值在30 V左右,甚至出现削波现象。

当采用图1中(b)图连接方式,自然随机激励下的电路放大结果如图3(b)所示,共模信号较图3(a)中有所减小,峰峰值为21.2 V,50 Hz的基础上还夹杂噪声,这是输入回路不平衡造成的。

图4中(a),(b)图分别为使用图1(c)所示接法和图2所示改进接法的两种放大电路在相同的自然随机激励下的电路放大结果。从图中的时域、频域分析看出来,图4(a)中的干扰具有明显的周期性,幅值在200 mV左右;改进后的电路共模抑制能力更强,效果更佳。

采用改进后的电路,将传感器吸附在铁架上,然后通过敲击铁架,获得振动压电信号,采集结果如图5所示,可以看出信号信噪比较好,共模干扰较小,充分证明了改进后电路的优越性,可以使压电信号较为准确撷取,出色的完成压电信号采集的任务。

4 结语

提出了以共模电压并联负反馈电路为特点的压电信号放大电路前置级方案。实验显示,该方案能有效提高共模抑制比。该设计已经应用于实践,对于压电信号的采集适应性很强。

摘要：压电传感器输出的压电信号较弱,输出阻抗高且叠加有共模干扰;现有的几种利用仪用放大器的压电信号前置放大电路解决方案有一些不足。在理论分析的基础上,对压电信号前置放大电路做了重要改进,提出了具有共模电压并联负反馈电路的压电信号放大电路前置级方案。实验显示,该方案能有效抑制共模干扰、提高电路的信噪比。

关键词：超声,压电信号,仪用放大器,共模干扰

参考文献

[1]王庆峰.PVDF压电传感器信号调理电路的设计[J].仪器仪表学报,2006(06):1653-1655.

[2]刘三山.一种用于涡街流量计的差分电荷放大器的研制[J].仪器仪表装置,2008(11):8-12.

[3]贾云飞.涡街流量计中电荷放大电路的研究与设计[J].自动化与仪表,2005,20(Z1):42-45.

[4]黄云志.涡街流量计数字信号处理系统的改进与实验[J].电子测量与仪器学报,2005,19(2):75-79.

[5]蔡延财.基于仪表放大器的传感器信号采集电路设计[J].现代电子技术,2007,30(6):63-65.

[6]杨振东.仪表放大器AD524在声发射信号拾取电路中的应用[J].模拟器件,2004(12):55-57.

[7]刘青峰.高阻抗微弱信号测量的保护电路设计[J].测控技术,2009(3):100-102.

[8]康华光.电子技术基础(模拟部分)[M].北京:高等教育出版社,1998.

[9]陆利忠.测量放大器应用中的抗共模干扰[J].测控技术,2007(1):87-89.

基于前置光放大器的空间光接收研究篇4

关键词：光通信,光耦合,前置EDFA

传统的光-电-光再生中继器有许多缺点,首先,通信设备很复杂,系统的稳定性和可靠性不高。其次,传输容量受到一定的限制。空间光通信因其容量大、抗干扰能力强、保密性好等特点来越得到各国的重视,在多种通信平台上得到应用。然而在恶劣的天气情况,会对无线光通信系统的传播信号产生衰耗作用,光放大器的出现解决了光通信系统中的条件限制。本文将着重研究如何高容量高速率低噪声低功耗的传输信号,并且使接收端容易接收信号。

1 光放大器的选择

光放大器一共有3种,利用稀土掺杂的光纤放大器,利用半导体制作的半导体光放大器,利用光纤非线性效应制作的非线性光纤放大器,表1是3种光放大器的各种特点。

通过上表的观察我们可以发现半导体放大器SOA明显不符合我们的要求,与光耦合很差,偏振大,噪声大,而且稳定性也不好。图表中拉曼放大器和掺稀土放大器各项指标基本相同,但是光纤拉曼放大器的泵浦要求高能量输出(500 MW),拉曼散射增益具有偏振依赖性,而掺稀土放大器中的掺铒放大(EDFA)解决了系统容量提高的最大的限制光损耗补偿了光纤本身的损耗,使长距离传输成为可能,大大增加了功率预算的冗余,且工作频带正处于光纤损耗最低处(1525～1565 nm);频带宽,可以对多路信号同时放大-波分复用;对数据率/格式透明,系统升级成本低;增益高(>40 dB)、输出功率大(>30 dBm)、噪声低(4～5 dB);全光纤结构,与光纤系统兼容;增益与信号偏振态无关,故稳定性好;所需的泵浦功率低(数十毫瓦),而且EDFA其低噪声的特点,也适合作为前置放大器,使其灵敏提高10～20 dB,使光信号与光纤耦合之前得到放大,并降低噪声。

2 光放大器对灵敏度的影响

在OOK调制的数字光通信系统,灵敏度可用下式计算:

对于误码率为10-9,要求Q=6,对于误码率为10-7,要求Q=5.2。对于1.25Gbps的通信系统,若采用为0.5 nm的光滤波器,灵敏度就可以达到-46dB,而一般的APD接收机,灵敏度只能达到-38 dBm左右,光放大接收机灵敏度比APD接收机可提高8 dB。如再采用纠错编码,要求的Q值还可降低,灵敏度可达到-50 dBm。减小光滤波器的带宽,灵敏度会提高,最佳的光滤波器带宽B0为电滤波器带。

3 空间光与光纤耦合分析

光纤分为单模光纤和多模光纤,由于拟建立的实验平台所采用的为单模光纤,所以仅仅考虑空间光与单模光纤之间的耦合问题,不考虑多模光纤。由于单模光纤的纤芯直径很小,光纤只传输与光纤轴方向一致的光线通过,光波在光纤中传播要遵从麦克斯韦方程组,还要满足光纤的边界条件。因此根据波动方程、麦克斯韦方程组、边界条件可以推导出定义为归一化截止频率的表达式:

其中r为光纤的纤芯半径;λ为光纤的工作波长;n1为光纤纤芯的折射率,n2为包层的折射率;k0为真空中的波数;Δ为光纤的相对折射率差。从式(2)中可以看出,对于给定光纤,存在一个临界波长λc,当λ<λc时,是多模传输,当λ>λc时,是单模传输,这个临界波长λc成为截止波长。由此可得:

空间光经过接收光学系统的汇聚后,在后焦面上形成艾里斑衍射图样,耦合的基本原理就是艾里斑模场与单模光纤模场之间的模式匹配。

耦合效率定义为耦合进单模光纤中的光功率Pc与聚焦平面上接收的光功率Pa之比:

根据Parseval定理,可得入射光瞳面上η为:

其中Ei为入瞳面入射光场,因为单模光纤模场可以近似为高斯分布,所以不Ef为单模光纤模场反向传输到入射光瞳面时的模场分布仍然具有高斯形式:

式中f为光学系统焦距,w0为单模光纤模场半径。所以(5)式即为:

式中孔径函数g(r)为:

式中D为光瞳直径。

令:,由(7),(8)式可以得到:

耦合效率与β的关系是,当β=1.1209时,式(9)取得极大值,得最大耦合效率ηmax=81.45%,耦合损耗约0.9dB,这是平面光波到单模光纤耦合所能得到的最大耦合效率,考虑光纤端面的菲涅耳反射损耗(3.66%),则最大耦合效率为77.79%。

4 实验及结果分析

按照搭建完系统,还得进一步精确它的位置,由于试验所需要的是1550 nm波段的光是不可见光,所以需要先用800 nm可见红激光源入射光学组件,进行粗调,安排好各光学组件之间的位置。然后换用1550波段的激光,进行精确调整,当有光信号进入光纤后,用光功率计测量耦合前的功率W1,再关掉激光,从光电转换器处获得耦合入光纤的背景光强W2。然后运用计算机进行光栅扫描,然后再进行跟踪,找到其中的最大值,并计算出耦合效率。再次进行一次光栅扫描,得到的耦合效率值对应光纤发生横向偏移时的值。当用单模光纤进行实验时,实验获得的最大耦合效率值为61.3%。

5 结语

本文介绍一种基于前置光放大器的空间光接收的设计方案对空间光耦合到单模光纤的耦合率进行了分析,激光通信技术具有保密性好,组网方便,通信容量大,小巧轻便,功耗低等一系列优点,所以如何能够更好的提高光与光纤的耦合率,在未来的光纤通信中显得更加的重要,也是当今光纤通信的发展趋势。

参考文献

[1]高皓.空间光到光纤的耦合及在光前置放大系统中的应用[D].电子科技大学,2007.

[2]申杰奋,刘要北.EDFA工作原理的分析及其在光通信中的应用[J].管理学刊,2007(1).

前置放大篇5

静止轨道地球辐射探测仪采用256元热敏探测器, 整机灵敏度要求较高[1], 因此对前置放大器的设计提出了很高的要求:低噪声、小型化是设计的重点[2]。

通常对线列热敏探测器有两种信号获取方案, 一种方案是将探测器列阵每个光敏元的信号分别放大输出, 每个光敏元的输出信号有一路专门的模拟通道电路进行处理。其优点一是信号获取电路的噪声小;二是可以采用成熟的探测器制作工艺, 可靠性高;三是模拟信号和数字信号隔离好, 探测器输出的小信号经前置放大器及后续模拟处理电路处理后再进行A/D变换, 因此数字信号对模拟信号的干扰小;四是便于调节, 由于探测器列阵中各光敏元的响应率并不均匀, 通过调节每一元探测器的增益进行补偿, 得到均匀的输出信号。缺点是模拟电路庞大, 探测器与放大器的连接比较麻烦, 从引线上容易串入干扰。

第二种方法是采用带读出电路的探测器列阵, 探测器列阵中的多元信号共用一个模拟通道, 信号通过端口依次输出。其优点是模拟电路简化, 体积小, 系统集成简单;缺点一是由于读出电路引入噪声使探测器组件噪声增大, 数字时钟信号容易对模拟小信号产生较大干扰;二是多个光敏元复用一个模拟通道, 牺牲了宝贵的采样时间, 大大降低了信噪比[3];三是探测器制作工艺复杂, 可靠性降低。

综合考虑工程项目的高可靠性和高灵敏度要求, 我们采用第一种方案。

在极轨地球辐射探测中采用了电桥+测量放大器的方案, 每路需要三个运算放大器, 这肯定不适用静止轨道256元线列探测器, 因此必须考虑设计小型化的解决方案。这里对读出电路采用的电容跨导放大器[4] (CTIA) 进行改进, 将积分电路改为电阻反馈式的跨导放大器, 可以避免积分开关及放电开关对微弱信号的干扰。同时用一个4运放即可处理四路信号, 可以有效减小电路体积。

1 电阻跨导放大器原理

电阻跨导放大器的工作原理图如图1, Rf是反馈电阻, Ri是运放的输入电阻。可以得到

Ui=IfRf+U0;U0=-AU0Ui。

其中AU0为运放的开环电压增益。

$U_{0} = - Ι_{f} (\frac{R_{f}}{1 + A_{U 0}}) A_{U 0}$ ; $U_{i} = Ι_{f} (\frac{R_{f}}{1 + A_{U 0}})$ 。

将反馈电阻等效到输入端可得到输入等效电路, 其中

Rfi= $\frac{R_{f}}{1 + A_{U 0}}$ 。

因此, 跨导放大器的输入电阻

ri= $\frac{R_{f}}{1 + A_{U 0}} \approx R_{i}$ 。

在理想情况下, 认为运放开环电压增益和输入电阻都很大, 此时可近似认为I=If+Ii≈If, 此时有

U0≈-IRf; $r_{i} \approx \frac{R_{f}}{1 + A_{U 0}}$ 。

在通常的电流放大器分析中, 由于运放的输入电阻比较大, 因此常忽略运放的输入电阻Ri的影响, 即认为流入运放反相端的电流可以忽略。但在微弱电流放大电路中, 反馈电阻Rf很大, 而如果运放的开环电压增益不够大时, 流入运放的电流Ii则不能忽略。此时, 入射辐射产生的光电流将有一部分分流到运放内, 从而使输出信噪比减小。可得

$Ι_{f} = \frac{(1 + A_{U 0}) U_{i}}{R_{f}}$ 。

而 $Ι_{i} = \frac{U_{i}}{R_{i}}$ , 所以损失的光电流与总的光电流之比为

$\frac{Ι_{i}}{Ι_{i} + Ι_{f}} = \frac{U_{i} / R_{i}}{U_{i} / R_{i} + (1 + A_{U 0}) U_{i} / R_{f}} = \frac{1}{1 + \frac{R_{i}}{R_{f}} (1 + A_{U 0})}$ 。

可以看出, Ri和AU0越大, 损失的光电流就越小, 因此在电路设计中应选用高输入阻抗和高开环增益的运放。

2 前置放大器设计

如图2所示, 敏感元的偏置电流:

$Ι = \frac{V_{d d} - V_{r e f}}{R_{l}}$ 。

进入放大器的电流:

$i = \frac{V_{d d} - V_{r e f}}{R_{l}} - \frac{V_{r e f}}{R_{d}}$ 。

通常进入放大器的电流包括了无辐照情况下的本底电流i0和目标辐射引起的信号电流is两部分:

i=i0+is。

本底电流:

$i_{0} = \frac{V_{d d} - V_{r e f}}{R_{l}} - \frac{V_{r e f}}{R_{d 0}}$ 。

其中Rd0为没有辐照情况下的敏感元电阻[5]。在没有红外辐射时, 通过调节Vref可以使本底电流为零。

$i_{0} = \frac{V_{d d} - V_{r e f}}{R_{l}} - \frac{V_{r e f}}{R_{d 0}} = 0$ 。

设入射辐射引起的探测器阻抗变化为△R, 则放大器输出电压为:

$V_{s} = i_{s} R_{f} = [(\frac{V_{r e f}}{R_{d 0} + Δ R}) - \frac{V_{r e f}}{R_{d 0}}] R_{f}$ 。

3 噪声模型分析

图3为第一级放大电路的噪声等效电路, 其中idn为探测器噪声电流, en 和in分别为运算放大器的等效输入噪声电压和噪声电流, i1n为偏置电阻Rl噪声电流, if为反馈电阻Rf的噪声电流, is 为信号电流, Cd 和Rd分别为探测器的结电容和结电阻[6]。因此, 反馈阻抗Zf= $\frac{R_{f}}{1 + j ω R_{f} C_{f}}$ , 结阻抗Zd= $\frac{R_{d}}{1 + j ω R_{d} C_{d}}$ , 考虑偏置阻抗后 $Ζ_{i n} = \frac{R_{l} R_{d}}{R_{l} + R_{d} + j ω R_{l} R_{d} C_{d}}$ 。

探测器噪声电流在输出端产生的噪声电压为:

Vidn=idnZf= $i_{d n} \frac{R_{f}}{1 + j ω R_{f} C_{f}}$ 。

偏置电阻噪声电流在输出端产生的噪声电压为:

$V_{i_{\ln}} = i_{\ln} Ζ_{f} = i_{\ln} \frac{R_{f}}{1 + j ω R_{f} C_{f}}$

反馈电阻的热噪声电流为:

if= $\sqrt{4 Κ Τ / R_{f}}$ 。

由此可见, 反馈电阻越大, 其噪声电流越小。if在输出端产生的噪声电压为

Vif=ifZf= $i_{f} \frac{R_{f}}{1 + j ω R_{f} C_{f}}$ 。

运算放大器的噪声电压和噪声电流在输出端产生的噪声分别为

Vin=inZf= $i_{n} \frac{R_{f}}{1 + j ω R_{f} C_{f}}$ ;

Ven= $e_{n} (1 + \frac{Ζ_{f}}{Ζ_{i n}})$ = $e_{n} [1 + \frac{R_{f} (R_{l} + R_{d} + j ω R_{l} R_{d} C_{d})}{(1 + j ω R_{f} C_{f}) R_{l} R_{d}}]$ 。

以上各项噪声互不相关, 所以总的输出噪声电压为

$\begin{array}{l} V_{Ν Ο} = \sqrt{V_{i_{d n}}^{2} + V_{\ln}^{2} + V_{i_{f}}^{2} + V_{i_{n}}^{2} + V_{e_{n}}^{2}} \\ = (i_{d n}^{2} + i_{\ln}^{2} + i_{f}^{2} + i_{n}^{2}) (\frac{R_{f}}{1 + j ω R_{f} C_{f}})^{2} + \\ e_{n}^{2} ([1 + \frac{R_{f} (R_{l} + R_{d} + j ω R_{l} R_{d} C_{d})}{(1 + j ω R_{f} C_{f}) \cdot R_{l} \cdot R_{d}}])^{2} 。 \end{array}$

上面讨论的噪声均为单位带宽下的噪声, 在频带内0～50 Hz内积分可得总噪声。各通道电路设计参数和噪声计算结果见图4。

5 结束语

从计算结果可以看出电子线路噪声远小于探测器噪声, 放大器的引入对总噪声的贡献很小, 因此电路噪声性能完全满足系统指标要求。

参考文献

[1]陆段军, 王模昌.静止轨道地球辐射收支探测器 (GERBR) .风云四号北京研讨会, 2005

[2]陆段军.风云四号气象卫星静止轨道地球辐射收支探测器, 2005

[3]童诗白, 华成英.模拟电子技术基础.北京:高等教育出版社, 2001

[4]陈永平, 刘强, 等.单片式128x1氧化钒微测辐射热计非制冷焦平面的研制.红外与毫米波, 2007

[5]上海技术物理研究所第三研究室热敏器件组.热敏电阻红外探测器研制报告, 1974

前置放大篇6

脉搏诊断是中医诊断的重要手段和方法[2]。当脉搏由心脏开始向动脉系统传播时,不仅要受到心脏本身的影响,同时也会受到流经各级动脉及分支中各种生理因素如血管阻力、血管壁弹性等的影响,因为脉搏丰富的谐波强度和频率成分,包含着丰富的心血管系统生理病理信息,脉搏波的特征与心血管系统中特征参数变化密切相关[3]。现代生理学认为,脉搏首先是人心血管功能的直接反应,可通过观察和分析人体的脉搏特征来诊断心血管系统的活动规律[4]。由中医学的理论和临床经验可知,腕脉脉搏波是心血管活动在桡动脉处的外在表现,可从其的轻重可获知人体的病理变化,动脉血管的病理变化也必然会反映在脉搏信号上。因此,采用合适的信号处理方法分析脉搏波信号,寻找出桡动脉脉搏波信号与心血管状态之间的关系,将有助于发展新型的、无创的心血管状态检测手段。

为更好地提高电路设计性能,改善脉搏信号的传输效果,文中借助Proteus仿真技术,对电路各组成部分进行仿真分析,最终得到正确的设计电路和元器件参数,有利于仿真电路的测量与调试。整个设计过程简单方便、节约了设计成本、缩短设计周期,且仿真结果与实际调试结果接近,证明该方法对电子电路的设计和应用具有较好的推广价值[5]。

文中研究的脉搏信号监测系统是基于S3C2410芯片为核心的开发板,具有丰富的接口功能,满足各种各样的要求,内存较大、可以移植软件、通用性强、运行速度快、效率高,可以说是微型化的计算机。

1 前置放大电路

前置放大电路的作用对采集到的脉搏信号进行降噪、滤波以及放大到嵌入式计算机能识别的幅度。前置放大端的总体结构如图1所示。

脉搏传感器采用惠特斯电阻桥式传感器,其输出电压为10～100 mV。脉搏的频率在脉搏信号的频率成分主要分布在0～20 Hz之间,这与空间存在大量的50 Hz的交流电频率接近。在数据采集系统中需要放大3种电路放大信号,单运放差动放大器、三运放仪表放大器或者双运放仪表用放大电路。因为脉搏信号微弱性以及嵌入式计算机需要对波形进行识别,所以心血管前置放大电路采用三运放仪表放大器。信号输出后将接入开发板的模数转换接口,开发板的模数转换接口有多个,本系统使用J20中的AIN1接口,这样输入嵌入式计算机信号经过处理、识别等一系列的计算和分析,便得到被测量人心血管的健康程度报告。

2 三运放仪表放大器的设计

放大器选用OPA4277高精度、低噪音的4组放大芯片,三运放仪表放大器使用3个运放,一个做电压跟随器[6]。电路如图2所示。通过过桥式电阻构成的传感器输入的信号时常伴有较大的噪音。对于这样的信号,第一步通常是采用仪表放大器将小信号放大。这个放大的主要目的不是增益,而是提高电路导的信噪比,将需要的信号从噪声中分离出来;同时,仪表放大电路能分辨输入信号越小越好,动态范围越宽越好。仪表放大电路性能的优劣直接影响嵌入式计算机能够检测的输入信号范围。图2中C1、C2是滤波电容,为了消除竞争—冒险现象。图2中的U1∶A、U1∶B、U1∶C这3个运放构成仪表放大电路,它主要由两级差分放大电路构成。其中,U1∶A、U1∶B为同相差分输入方式,同相输入可以大幅提高电路的输入阻抗,减小电路对微弱输入信号的衰减;差分输入可以使电路只对差分信号放大,而对共模输入信号只起跟随作用,使得送到后级的差模信号与共模信号的幅值比得到提高[7]。这样以运放U1∶C为核心部件组成的差分放大电路中,在CMRR要求不变情况下,可明显降低对电阻R6和R7、R8和R9的精度匹配要求,从而使仪表放大电路比简单的差分放大电路具有更好的共模抑制比。在运放U1∶C中也接入调零点的电路,方便调节放大电路工作在合适的零点处。在R3=R4,R6=R7,R8=R9的情况下,其中仪表放大电路的放大倍数为G=-(R8/R5)(1+2R4/RV2)。由公式可见,电路增益的调节可通过改变RV2的阻值实现。这点对基于嵌入式计算机的心血管测试仪具有重要意义。因为心血管测试仪针对的人群有较大年龄段的跨越,不同年龄段、不同性别的被测试者的脉搏强度有较大区别。如果前置放大电路的放大倍数固定不变,在对不同脉搏强度的人进行测试时容易出现饱和失真和截止失真。在实际的电路中,采用数字电位器X9313替代图3中的滑动变阻器RV2,这对实现在嵌入式计算机控制下,方便地调节放大电路的放大倍数[8]。

放大器的第4个部分接成电压跟随器Av≈1,输入电阻Ri→∞,该电路基本不从信号源吸取电路输出电阻Ro→0,当负载变化时,输出电压Vo较小,故在电路中常作为阻抗变换器或缓冲器。

3 Proteus对设计电路的验证

在Proteus中对设计的前置放大端进行仿真验证,电路图如图3所示。经计算,在滑动变阻器为10 kΩ时,前置放大电路的放大倍数为210。在输入端加入幅值为20 mV,频率为75 Hz的正弦波,在14脚的输出端接入示波器其结果如图4所示。仿真结果和实际计算结果相同,输入的20 mV的正弦波为示波器的第一个波形幅值只有10 mV,这是因为输入端为了双端出入,相当于单端输入的1/2。输出的信号幅值接近4 V,放大接近200倍,达到了设计目的,在实际的研发过程中一次制版成功。在Proteus中可以方便地改变电路的参数,动态地观察、分析电路情况。

4 结束语

系统介绍了心血管前置放大的设计思想,给出了实现过程,并利用Proteus仿真,实验证明,Proteus仿真平台可任意更改电路元件及参数,使电路设计更加简单方便,既验证电路设计及参数匹配的可行性和正确性,又节约耗材成本,提高设计效率,具有一定的推广意义。

摘要：基于嵌入式计算机的心血管测试仪是以往产品的升级和换代。文中研制出一种前置放大电路,能对脉搏信号进行滤波和放大,并且放大倍数能方便地通过嵌入式计算机调节。借助Proteus仿真软件平台对电路进行仿真和性能测试分析。实验证明,仿真结果与实测结果达到了设计要求。证明该设计方法可以提高设计效率、节约成本、值得推广。

关键词：心血管测试仪,前置放大电路,滤波,放大电路,Proteus软件

参考文献

[1]沈海东.脉搏信号与心血管状态关系的研究[D].上海:上海交通大学,2007.

[2]张爱华,杨凤霞,王润东.基于脉象信号的亚健康状态的识别[J].兰州理工大学学报,2006,32(6);82-84.

[3]王炳和,郭红霞.从脉搏信号中准确提取呼吸和心率信息的新方法[J].陕西师范大学学报:自然科学版,2005(3):53-55.

[4]王炳和,相敬林.脉搏系统建模与脉象信息分析的研究进展[J].生物医学工程,2002,19(2):329-333.

[5]骆旭坤.基于Proteus的音频功率放大器的设计与仿真[J].佛山科学技术学院学报:自然科学版,2011,29(1):58-62.

[6]陈淑芳.仪用放大器简介及应用[J].赤峰学院报:自然学科版,2008,24(5):102-103.

[7]康华光,陈大钦,张林.电子技术:基础模拟部分[M].5版.北京:高等教育出版社,2006.

前置放大篇7

关键词：前置推动,渥尔曼电路,高频性能,衰减网络,MT2000发射机,5W前置放大器

MT2000发射机5W前置放大及100W驱动板,是激励器及350W功率放大器之间的前置推动功率放大器,它的任务是把激励器输出的100MW激励信号放大成能驱动8个350W放大器的100W大功率信号。整个前置推动放大电路,主要由5W前置放大模块及100W驱动放大模块组成,第一模块的功率放大倍数是50倍,即100mW到5W的放大,第二部分的放大倍数是20倍,即5W到100W的放大。

因为MT2000发射机的激励器输出的是3.2～26.1MHz的短波信号。所以,前级推动功放必须满足放大3.2～26.1MHz范围内短波信号的宽频带放大器。

1 5W前置功率放大电路

5W前置功放是一个渥尔曼电路,渥尔曼电路将共基放大电路作为共射放大电路的集电极负载,工作中共射放大电路的集电极电位维持不变,消除了密勒效应的影响,与基本共射放大电路比较,这种电路大幅度改善了电路的高频性能,适用于宽频带高频信号放大电路,同时,利用了基本共射放大电路电压放大倍数高的优势。

渥尔曼电路作为共基极放大电路的改进型电路,在保持共基极放大电路优秀的频率特性的基础上,还改善了其输入阻抗低的问题。

以下是5W前置功放原理图,如图1所示。

该放大电路电路采用共射一共基电路接法,输人端有一个C1、R1、R3、C2、R2、R4组成的衰减网络,其作用是降低短波波段功率。功放管型号为DU2820S和M RF426。其工作时的静态电流范围是560mA-580mA,静态电流由R5,R6调节。

除此之外,电路中的C6、C8、C7,主要起干扰信号的滤波作用;C4、C5是输出信号的耦合电容;WY1、WY2、WY3串接在一起,确定了MRF426的基极静态电压。

2 100W功率放大电路

100W驱动功率放大板,采用了传统的推挽式功率放大模式,来自5W前置放大器的载波信号,经隔离变压器隔离耦合以后,送入两个放大管SD1727组合,进行推挽放大,获得100W的载波功率。

该板供电为DC45V,静态工作电流为:300±30mA;可调。

值的一提的是,推挽放大管均采用了飞利浦公司的SD1727型功放管,为了保证放大信号的质量,两只管子放大倍数相差不能大于2。

3 前置推动电路的维护与维修