脉冲波形设计

2024-07-25

脉冲波形设计（精选六篇）

脉冲波形设计篇1

2002年美国FCC批准了超宽带技术的民用许可, 并制定了相应的频谱模版, 授权3. 1-10. 6 GHz之间的频段给UWB使用, FCC关于超宽带器件的辐射掩蔽标准的公布, 进一步刺激和推动了超宽带脉冲形成技术的发展。为了满足辐射掩蔽标准, 国内外学者对UWB脉冲信号的设计及优化做了许多相关研究。典型的UWB脉冲波形是高斯单周期脉冲, 文献[1]提出了一种选择最佳脉冲微分阶数和最佳脉冲形成因子, 并使之能逼近3. 1-10. 6 GHz范围内的辐射掩蔽的算法。文献[2]借鉴扁长球体波函数的设计思想, 得到了一种具有正交特性的脉冲波形。文献[3]以Rayleight为函数来设计脉冲, 文献[4,5,6]研究了高斯波形的组合以及基于滤波思想的脉冲波形设计方法。这些脉冲都可以作为UWB通信的脉冲使用, 但是在某些频段上功率没有得到充分利用, 或者很难满足3.1-10.6GHz范围之外的辐射掩蔽要求。本文基于UWB系统的波形设计既要符合频谱特性要求又要有高的频谱利用率这一思想, 针对FCC规划的各频段带宽和对各频段辐射掩蔽要求设计相对应的基函数, 依据FCC室内频谱规范, 利用LSE进行寻取基函数的加权系数, 再通过灵活的参数调整, 得到既符合频谱规定又能较好逼近辐射掩蔽的脉冲波形, 并对所设计脉冲波形和基于随机系数选择的脉冲波形进行了比较分析。

2 超宽带系统波形设计问题

在UWB系统中, 每个信息符号是由若干个重复的、位于不同帧内的脉冲p (t) 来传递的, 每个脉冲的持续时间Tp为纳秒级, 占有超宽的频带。以跳时脉冲调制为例, 在存在Nu个用户的情况下, TH-PPM-UWB第m个用户的发射信号可以表示为:

$S_{t r}^{(m)} (μ, t^{(m)}) = \sum_{j} \sqrt{E_{p}} p [t^{(m)} - j Τ_{f} - c_{j}^{(m)} (μ) Τ_{c} - δ d_{j}^{(m)} (μ)] (1)$

其中Ep为发射信号的能量, Tf表示脉冲重复周期, p (t (m) ) 表示第m个发射机的能量归一化基本单脉冲波形, 持续时间为Tp, μ表示信号是一随机过程, 伪随机码序列c $_{j}^{(m)}$ 作为跳时码产生附加时间偏移来区别用户地址和防止多址造成的脉冲碰撞, Tc为跳时码对每个脉冲的附加时移, δd $_{j}^{(m)}$ (μ) 为数字调制产生的附加时间偏移, 数字为"0", 没有偏移, 数字为"1", d $_{j}^{(m)}$ (μ) =1, 偏移δ。

由文献[7,8,9]可知, 当跳时码为独立同分布时, 信号的功率谱密度近似为:

其中p (f) 为p (t) 的傅里叶变换。由 (2) 式可知基本单p (t) 脉冲频谱包络决定了发射脉冲的功率谱, 于是UWB功率谱的设计问题就转化为求脉冲p (t) 包络的问题了。

3 高斯二阶导函数及其功率谱

在超宽带技术研究之初, 由于脉冲成型器比较容易产生高斯脉冲, 而且高斯脉冲具有较宽的频谱, 良好的微分性能, 能够满足天线的辐射要求而被采用。为了系统功率的有效辐射, 多使用其二阶导数作为接受脉冲。通过文献[10]对高斯脉冲功率谱密度的研究发现, 单个高斯脉冲的功率谱密度将随着高斯导数阶数的升高而向频率高端移动, 而进行高阶微分在一定程度上会增加系统的复杂度, 而二阶高斯导数能量又集中于低频。针对这种矛盾, 引入传统的用于有载波通信系统的信号成形思想, 把绝对带宽较小的高斯脉冲和高频正弦波相乘, 把中心频率搬移到所需要的频率点处, 形成超宽带通信所需的窄脉冲信号[11]。现有的高斯脉冲可以通过脉冲形成因子α来改变功率谱密度形状, 而通过搬移因子f0 (载波频率) 来改变频谱分布, 再通过多个基脉冲的组合, 使之逼近FCC对辐射功率的限制。于是具有形成因子α和搬移因子f0的高斯脉冲可以用下式表达:

对其求二阶导数有

$p^{2} (t) = e^{- 2 π (t / α)^{2}} {\cos (2 π f_{0} t) [\frac{(4 π t)^{2}}{α^{4}} - \frac{4 π}{α^{2}} - (2 π f_{0} t)^{2}] + 4 π f_{0} \frac{4 π t}{α^{2}} \sin (2 π f_{0} t)} (4)$

搬移因子将起到搬移频谱的作用, 我们可以利用这一点, 根据辐射掩蔽在不同频段上对辐射信号的要求不同, 灵活的设计信号。图 1就是高斯二阶导数在不同搬移因子情况下的功率谱密度。可以看出, 随着搬移因子的增大, 功率谱密度整体向频率高端移动, 中心频率也随着搬移因子的增大而增大。

脉冲宽度取决于脉冲形成因子α, 减小α的值将会使脉冲宽度压缩, 从而扩展传输信号的带宽。因此, 同一波形可以通过改变脉冲形成因子的值来得到不同的带宽。仿真可得α对脉冲功率谱的影响如图 2所示, 可见, 随着α值的减小, 脉冲带宽逐渐增大。

4 脉冲波形设计

4.1 选择基函数

通过对高斯二阶导函数功率谱的研究发现, 随着搬移因子的增大, 功率谱密度整体向频率高端移动, 中心频率也随着搬移因子的增大而增大;随着形成因子的减小, 脉冲带宽随之扩展。因此, 可以通过改变搬移因子和脉冲成形因子来改变脉冲的功率谱密度。为了最大限度的利用频段, 根据FCC对超宽带划分的各个频段的宽度及在不同频段辐射限制的大小来确定形成因子的取值, 对于FCC辐射掩蔽值较大、带宽较大的频段, 取相对较小的α值, 而在其他频段则取较大的值。而频谱搬移因子的选取原则是:通过绝对带宽较小的高斯脉冲和高频正弦波相乘, 尽量使设计的各个频段脉冲波形的峰值频率位于这个频段的中心。考虑到1.61-1.99 GHz频段较窄, 本文选择4个函数构成基函数系。表示为:

根据形成因子和频谱搬移因子的选取原则, 各基函数相应的参数设为

则由 (5) 式表示的基函数组成的基向量为:

权矢量为:

则通过加权组合可以得到脉冲表达式为:

4.2 基于最小均方误差准则的权值选择

采用最小均方误差准则 (LSE) 选择基函数的权值使之满足组合函数的功率谱密度与FCC Mask的误差最小, 即:

其中PM (f) 表示辐射掩蔽, SP (f) 表示线性组合的功率谱密度。式 (8) 考虑了发射信号的功率谱密度。根据 (2) 式知, 功率谱密度的包络主要取决于脉冲波形函数单位冲激响应的傅氏变换p (f) 。计算时域的辐射掩蔽限制电压m (t) 时, 如果用p (f) 代替严格的功率谱密度, 将会大大地简化优化问题。目标辐射电压掩蔽可以通过这样的过程获得:经归一化后的功率辐射掩蔽除以自由空间阻抗取其平方根, 然后进行傅氏反变换得到。在这种情况下, 误差可以定义如下:

利用Matlab 函数lsalin确定组合系数, 可以得到一组权值为:W=[-1.102, -0.0158, -3.8897, -8.6531], 仿真实验可得基于LSE的组合脉冲的SP (t) 的功率谱密度如图 3所示。

4.3 优化

由图 3可知, 组合脉冲的频谱较好的符合FCC规定的室内辐射掩蔽, 但部分PSD的包络超过了辐射掩蔽的要求。这是因为最小均方误差准则本身并不能保证遵从辐射掩蔽, 其最优化过程是建立在均方距离基础上的, 并没有在频率上逐点加以约束。如果要在各个频率点上都满足掩蔽, 须对组合脉冲进行优化。因为超出包络频段在0.96-3.1GHz之间, 根据形成因子α、频谱搬移因子f0和功率谱密度的关系, 可以增大低频段基函数的α, 减小高频段基函数的α, 并对f0适当调整, 可以得到一组最佳权值W=[-1.0104, -0.3211, -2.104, -10.2653], 基于最佳权值的优化组合脉冲的时域波形和功率谱密度分别如图 4 (a) 和图 4 (b) 所示。从图 4可发现, 优化组合脉冲的功率谱不但在全频段满足了辐射限制的要求, 而且对辐射掩蔽实现了很好的逼近。

4.4 对比分析

文献[10]提出了一种基于随机系数选择的高斯组合脉冲设计方法, 这种方法利用N个高斯导函数构成基函数系, 然后随机产生一组数作为基函数的组合系数, 再利用辐射掩蔽条件对组合系数进行迭代筛选, 最终得出一个满足设定条件的组合脉冲。作为比较, 设定采用高斯1-15阶导数作为基函数, 产生随机数进行加权, 进行100次迭代, 得出基于随机系数选择的组合脉冲。图 5给出了本文所设计的脉冲波形功率谱密度和基于随机系数选择组合脉冲波形的功率谱密度。可以看出本文设计的脉冲比随机系数选择的组合有更好的逼近效果, 而且因为选择的基函数已经考虑了频段带宽和辐射限制, 所以进行寻优时会减小运算量, 速度更快, 且无须进行高阶微分, 相对于15阶导函数的组合电路实现也容易。

5 结论

脉冲波形形成的首要任务是使得波形逼近管理权威所制定的辐射掩蔽, 即使得传输功率在低于FCC限定的条件下取得最大值。基于UWB各频段带宽和辐射限制的差异, 对各频段设置相应的基函数, 再通过调整基函数参数形成因子和搬移因子, 来灵活的改变脉冲信号的功率谱密度, 从而达到在满足辐射限制的前提下, 使脉冲信号的功率谱密度更加的逼近辐射掩蔽。本文提出的算法与传统基于高斯高阶微分组合算法相比, 产生的脉冲在全频段 (0-10.6GHz) 都能很好的逼近FCC辐射掩蔽要求, 从而使UWB信号在全频段的功率都能得到充分的利用。

参考文献

[1]Sheng H., P.Orlik, A.M.Haimovich, L.J.CiminiJr., and J.Zhang.On the Spectral and power requiremnetsfor ultra wideband transmission[A].IEEE InternationalConference on Communication[C].2003, 1:738-742.

[2]Parr.B, Cho.B, Wallace.K, Ding Z.A novel ultra-wideband pulse design algorithm[J].IEEE Communica-tions Letters, 2003, 7 (5) :219-221.

[3]邹卫霞, 张春青, 周正基于峰值频率设计UWB脉冲的算法[J].通信学报, 2005, 26 (9) :74-78.

[4]Zhao J X.Studies of pulse waveforms for UWB communi-cations[J].Journal on Communications, 2005, 26 (9) :103.

[5]LIN Zhiyuan, WEI Ping.Novel UWB communicationpulse design method[J].Journal on Communications, 2006, 27 (6) :122.

[6]WU Xianren, Tian Zhi, Davidson T N, et al.Optimalwaveform design for UWB radios[EB/OL].[2005-06-16].http://ieeexplore.ieee.org/servlet/opac?punumber=9248.

[7]LUO X, YANG L, GIANNASKIS G B.Designng OptimalPulse-shapers for Ultra-wideband Radios[J].IEEEJounal of Communications and Networks, 2003, 12 (5) :344-353.

[8]W U Xianren, TIAN Zhi, DAVIDSON T N, et al.OptimalWaveform Design for UWB Radios[C].Proc of IEEE In-ternational Conference on Acoustics, Speech and signalProceing (ICASSP'2004) , Montreal Q C, Acoustics IC-ASSP, 2004:17-21.

[9]W U Xianren, TIAN Zhi, DAVIDSON T N, et al.OptimalWaveform Design for UWB Radios[J].IEEE Transac-tions on Signal Proceing, 2006, 54 (6) :2009-2021.

[10]BENDETTO D, GIANCOLA G.超宽带无线电基础[M].葛利嘉, 朱林, 袁晓芳等译.北京:电子工业出版社, 2005.

脉冲波形设计篇2

模电课程设计-波形发生器(130619)

院系：电子工程系

姓名：巫金生

学号： 112027136

设计项目名称：波形发生器

实验所属课程：模拟电子技术教程设计

实验室(中心)：模拟电子实验室

指导教师：郭彩萍

设计完成时间： 2013 年 06 月 19 112027136 太原工业学院

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本实验主体报告分为5个部分

1、成员介绍…………………………….2、波形发生器功能介绍………………………

3、原理图、PCB图及参数计算……………….4、仿真结果…………………………………….5、心得体会…………………………………….6、参考文献……………………………………..Ps:如有纰漏，敬请谅解

一.成员介绍：

①、刘毅

②、董敏

112027112 112027118

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③、崔宇 112027120 ④、巫金生

112027136 二.波形发生器功能介绍：

此波形发生器由两个LM358 集成运算放大器及其周边电路构成，可以发生方波、三角波、锯齿波和正弦波。

①方波：利用输入端的RC自激振荡电路，反相输入迟滞电路而形成，反馈网路增加一个电位器以调节占空比。正向输入端连接一个电位器可以调节方波的频率。输出电路利用一个5V双向稳压管接地来稳幅。

②三角波：以方波为输入信号，输入到积分电路。同时为了提高三角波的负载能力并且减少方波频率对三角波幅值的影响，将积分电路的输出反馈给滞回比较器的输入。通过改变方波的频率改变三角波的频率。

③锯齿波：以方波为输入信号，利用二极管的单向导电性是积分电路中C充放电的回路不同，输入到一并联的二极管模块再输入到积分电路，以调节锯齿波的斜率。为减少对其他电路的干扰，这里为并联的二极管设计了一个与其并联的开关，当想要输出三角波的时候开关闭合，并联二极管模块短路；当想要输出锯齿波的时候开关断开，接通并联二极管电路。正弦波：实际是一个一阶反相输入的低通滤波器。在积分电路中的电容上并联一个电阻来降低通带放大倍数。

三.原理图、PCB及参数计算

1、原理图：

2、PCB图：

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3、模块详细分析 ⑴、自激震荡部分：

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没有接通时，Vc0，滞回比较器V0Vz，则集成运放同相输入端R2Vi*VzVVz给C充电，使VR由0上升，在R1R2，同时0VR>Vi之前，V0Vz不变；当VR>Vi时，V0跳变到Vz。

当V0R2Vi*(Vz)RVz时，R1R2f（反相输入，同时C经端反馈网络等效电阻）使VR降低，在VR>Vi之前V0Vz不变，当VR

⑵、方波部分：

方波的波幅由稳压管的参数决定，这里使用5V的稳压管，方波的周期取决于充放电回路RC的数值。若R或C其中一个增大，计算周期T：

四.仿真结果(图片显示)

和周期T均会增大，频率f也会增大。

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五、心得体会

1.我们小组是男女搭配方式的合作方式，所以在某些环节中我们需要找个地方一起讨论问题，总结解决办法，统一意见。在这方面我们很明智的选择了在学校图书馆，不影响其他同学学习的情况下我们有秩序的发表了自己对本次课程设计的观点，总结出方案的详细流程，形成一个分工明确彼此紧扣的团队氛围。

2.在这次课程设计期间我深深的体会到“大学给我们带来的不单单是学习到的知识，更加教会你如何利用身边的资源找到自己需要的内容”。没有任何事物是一成不变的，你只有掌握自学的能力才可以应对一切的变化，不被社会淘汰。一开始我们遇到的问题是ewb无法运行我们所绘制的电路图，无奈之下就采用protel软件，图书馆四楼各种翻书各种查询。后来好不容易绘制了protel版本的电路图，纠其仿真功能实在不咋d。最后我们还是放弃protel，改用multisim。（当然其中也包括了我们在书海中的翻阅资料…….）

3.没有事情是一次就能成功的，你需要付出的往往比你想象中的要多。电路图元件的挑选，电路连接的顺序，功能测试等等环节可谓是变化万千。需要你有爱迪生那样3000次尝试仍然坚信下一次就是成功的希冀。不厌其烦的做下去，直到你做出来为止。

4.谨慎的态度往往是你成功的基石，举一个最简单的例子：在连接导线的时候，会因为一时疏忽没有把导线连接在元件的一端或者是覆盖了另一端导线。由于视觉的误差往往使你不容易发现这个错误，调试一天也很难找到为什么仪表显示出来的结果就不是理论值….总结以上四点分别为：友好合作，自主自学，坚持不懈，谨慎专注！

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六.参考文献：

1、Multisim的基本功能：

<1>虚拟测试仪器仪表种类齐全，有一般实验用的通用仪器，如万用表，函数信号发生器，双踪示波器，直流电源；而且还有一般实验室少有或者没有的仪器，如波特图仪，字信号发生器，逻辑分析仪，逻辑转换器，失真仪，频谱分析仪和网络分析仪等

<2>具有较为详细的电路分析功能，可以完成电路的瞬态分析和稳态分析，时域和频域分析，器件的线性和非线性分析，电路的噪声分析和失真分析、离散傅立叶分析，电路零极点分析，交直流灵敏度分析等电路分析方法，以帮助设计人员分析电路的性能。

<3>电路图设计的四大步骤：

步骤一：调用元器件

步骤二：电路连接

步骤三：电路文件存盘

步骤四：电路功能测试，打开仿真开关，测点电路功能

2.波形发生

1>.自激振荡

当一个放大器的输入端没有外加输入信号，而在输出端却有一定的频率和幅值的输出信号

2>.正弦波振荡器的组成(1).基本放大器Au

(2).正反馈网络F:RC、LC

(3).选频网络：旨在产生单一频率的振荡信号

3.方波发生器

方波发生器的基本电路结构小编已经绘制出来，如下图所示(由于过程比较仓促，没来得及做进一步检查，如有纰漏，望见谅)。它是以比较器为基础，由滞回电压比较器和在运放的负反馈网络中起延时作用的无源RC积分电路组成。输出端经R1和R2分压，把反馈电压引到比较器的同向端，输出电压又经RC积分电路把另外一个反馈电压加到反相端。同相端和反相端互相制约为条件，互相促进对方向现实所处状态而形成脉冲波形。

电路输出电压的幅度由稳压管的稳定电压Uz的大小决定。忽略二极管的导通电阻时，相应的方波振荡频率为：

F=1/(Rw+2R)Cln(1+2R1/R2)调节电位器Rw，滑动臂的位置可以调节运放两个输入端电压相等。即uN = uP,本电路的uN=0，则uP为

uP=(±Uz-ui)R1/(R1+R2)+Ui

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4.三角波发生器

三角波电压产生器的基本电路结构如下，用集成运放构成的反相输入积分器和同相输入的滞回比较器构成三角波发生器。Uo1输出幅值为±Uz，是占空比为0.5的方波电压；Uo2输出幅值为±UzR1/R2,是随时间线性变化的三角波电压。相应的振荡频率为：：F =R2/4R1RC

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脉冲波形设计篇3

声音是人类表达思想、进行社会交流的主要载体。人们为了多方位、远距离的传递声音信息,设计了功能多样的声音信号处理设备。为了保证声音信号处理设备的质量,国家制定了相关行业的技术标准。其中,GB9001—88 声频放大器的测量方法[1]和ST/T11180 —1998 音频和视频设备数字音频特性基本测量方法[2],就对声音信号处理设备的音频特性测量制定了严格的规范和标准。文章在分析常见音频信号发生器的常见结构及原理存在的弊端的基础上,提出了一种可分别调节输出电压的占空比、频率、幅度的脉冲波形可调的声音信号发生器,且该声音信号发生器的占空比、频率、幅度可实现单一的调节。

1 声音信号发生器研究现状

声音信号发生器是一种三极管振荡电路[3,4],最常用的方法是采用555 计时器声音的信号发生器电路简单,容易起振,效率高。常用的声音信号发生器的电路结构如图1 所示,这种声音信号发生器是在555计时器的输出端连接一个电容器C2,通过电容器C2 耦合输出信号;通过电阻R1 和电阻R2 使电容C1充电,当电容C1 电压上升达到约电源VCC电压值的2/3时,555计时器输出端3脚由高电平变为低电平,7脚与1脚之间导通,电容C1通过电阻R2放电,当电容C1 电压下降到约VCC电压值的1/3 时,555 计时器的7 脚与1 脚之间截止,3 脚输出高电平,如此,使电容C1重复地进行充电和放电过程,就形成振荡,输出脉冲方波信号。这种声音信号发生器缺陷是:只能输出固定的脉冲方波信号,无法调节脉冲波形,在对声音信号进行测试时,无法测试多种声音信号。

为解决脉冲波形调节问题,采用NE555脉冲信号发生器,这种信号发生器是在图1 结构的基础上,在电容C1 旁侧再并列多个电容(一般共采用4 个电容并列),并且使每个电容串接一个开关,每个开关控制所串接电容的充电和放电,通过开合并列电容的个数来调节频率,如此形成一个频率可调电路。但这种NE555脉冲信号发生器只能调节频率,只能测试声音的高低性能。而对于声音来说,表征音质的特征参数除了由频率决定的声音高低之外还有声音的响度和音色等,声音的响度由输出信号的幅度决定,音色由输出信号的波形决定。因此,NE555脉冲信号发生器仅能测试多频率的声音信号,无法测试信号的幅度和占空比,可见其功能单一。

针对NE555脉冲信号发生器的功能单一的问题,本领域技术人员很容易想到在NE555 的基础上再增加信号占空比可调电路,期望实现占空比、频率可调的功能,但是至今为止,这种结合了占空比、频率可调电路的NE555 模块在工作时,在调节占空比的同时频率会发生改变,或者在调节频率的同时占空比会发生改变,也就是两者必须同时调节,相互影响,无法实现分别可调的功能。

文章是为了解决上述现有技术存在的问题,提出一种可分别调节输出电压的占空比、频率、幅度的脉冲波形可调的声音信号发生器,且该声音信号发生器的占空比、频率、幅度可实现单一的调节。

2 脉冲波形可调的声音信号发生器设计思路及使用方法

为实现上述目的,文章采用的技术方案是:具有一个555 定时器,555 定时器的VCC引脚同时连接电源和可调电阻R1一端,可调电阻R1另一端同时连接555 定时器的放电端和电位器R2 的滑动端,电位器R2 固定端的一端连接二极管D1 正极,二极管D1 负极连接电阻R7一端,电位器R2固定端的另一端连接二极管D2负极,二极管D2正极连接电阻R5一端,电阻R5 另一端同时连接电阻R7 另一端和调频并联电路,调频并联电路同时接555定时器的阈值端和触发端;555定时器的输出端连接电阻R3一端,R3另一端连接运算放大器的反相输入端,运算放大器的输出端和反相输入端之间串接可调电阻R4,555定时器的控制端连接电容C5的输入端,电容C5的输出端同时连接地和电阻R6一端,电阻R6另一端连接运算放大器的正向输入端。

如图2 所示,文章设计的信号发生器具有一个555 定时器U1,其型号为LM555CM。555 定时器U1的VCC引脚同时连接电源VDD和可调电阻R1一端,电源VDD采用5V电源。可调电阻R1另一端同时连接555 定时器U1 的放电端DIS和电位器R2 的滑动端,电位器R2 固定端的一端连接二极管D1 的正极,二极管D1 的负极连接电阻R7 一端,电位器R2 固定端的另一端连接二极管D2的负极,二极管D2的正极连接电阻R5 一端,电阻R5 的另一端同时连接电阻R7另一端和调频并联电路,调频并联电路同时接555定时器U1 的阈值端THR和触发端TRI,形成施密特触发器,将调频并联电路的接地端接地。

555定时器U1的输出端OUT连接电阻R3一端,R3 另一端连接运算放大器U2B的反相输入端,在运算放大器U2B的输出端和反相输入端之间串接可调电阻R4。555 定时器U1 的控制端CON连接电容C5的输入端,电容C5的输出端同时连接地和电阻R6一端,电阻R6 另一端连接运算放大器U2B的正向输入端。运算放大器U2B的型号为LM324N。

调频并联电路由四路并联电路组成,每一路并联电路均由一个开关和一个电容串联而成,即四路并联电路分别是:由开关S1和电容C1串联组成的第一路并联电路,由开关S2和电容C2串联组成的第二路并联电路,由开关S3和电容C3串联组成的第三路并联电路,由开关S4和电容C4串联组成的第四路并联电路。开关S1,S2,S3,S4 的输入端同时接555 定时器U1的阈值端THR和触发端TRI,形成施密特触发器,产生矩形脉冲信号。电容C1,C2,C3,C4的容值相互不相等,依次相差10 倍。当电容C1=0.1μF时,C2=1μF,C3=10μF,C=100μF。

该信号发生器工作时,将运算放大器U2B的输出端连接扬声器LS1,接通电源VDD,闭合调频并联电路中的任意的开关S1,S2,S3,S4,此时,二极管D1正向导通,二极管D2反向截止,串联于所闭合的开关S1、S2,S3,S4的电容C1,C2,C3,C4充电,当调频并联电路的电压达到电源VDD电压值的2/3时,串联于所闭合的开关的电容放电,此时,二极管D2 导通,二极管D1截止,电量经二极管D2返还到555定时器U1的放点端DIS。这样,对电容C1,C2,C3,C4重复地进行充电和放电过程,就形成振荡,输出脉冲信号。由于555 定时器U1 输出信号的频率与总电容形成反比,即与调频并联电路中的电容C1,C2,C3,C4的充放电个数成反比,所以调频并联电路中开关S1,S2,S3,S4闭合的数量越多,输出电压频率越小,周期越大,开关S1,S2,S3,S4 打开的数量越多,频率越大,如此就可以调节输出电压的频率。而在电容C1,C2,C3,C4的充、放电过程中,只要调节电位器R2,便使输出电压信号的占空比发生变化,由于在充、放电过程中,电量均经过电阻R2,R5,R7,所以在调节电位器R2时,能确保在频率变化的同时占空比不发生变化,而占空比发生变化的同时频率不变化。只要调节可调电阻R4,就可使输出电压信号的幅度发生变化,幅度的变化不影响输出电压信号的占空比和频率的变化。如此,就实现输出电压信号的频率、占空比、幅度三者的单独可调且相互不影响。形成的实物图如图3所示。

3 结语

文章提出并设计的新型脉冲波形可调的声音信号发生器的优点是:

(1)输出电压的频率、占空比、幅度单独可调,且调节后,频率、占空比、幅度只会变化其一,并不会相互影响。

(2)可产生稳定的、可调的脉冲波形信号,有利于对音箱、耳机等的声音进行全性能参数的检修测量,扩大了应用范围。

参考文献

[1]中华人民共和国电子行业部.GB9001—88声频放大器的测量方法[M].北京:电子工业出版社,1988.

[2]王刘宪坤.ST/T 11180—1998音频和视频设备数字音频特性基本测量方法[M].北京:电子工业出版社,1998.

[3]任翔,鹿璇,罗国军.音频信号分析仪设计[J].电声技术,2010(3):23-24.

皮秒级快速任意脉冲波形发生器篇4

任意脉冲波形发生器可输出一个形状能任意调整的快速电脉冲,脉冲上升沿和下降沿为皮秒量级。目前制作该产品的技术路径是基于电脉冲堆积原理,该方案原理成熟,但工艺制作要求高且加工难度大。类似产品国内虽已研制,但未有成熟可用产品,而国外相关产品价格昂贵。基于此提出了一种基于光脉冲堆积和光电转换原理的新型实现方案。

1 任意脉冲波形发生器的设计

基于光脉冲堆积和光电转换原理制作的任意脉冲波形发生器输出的是一个由24个子脉冲依次叠加而成的堆积电脉冲,子脉冲间间隔189 ps,通过远程计算机控制调节子脉冲的幅度及数量来调整堆积脉冲的形状,得到的堆积脉冲中最大脉冲半宽为4.5 ns,其中子脉冲的脉冲半宽小于300 ps,子脉冲幅度调节精度为5 mV。

1.1 基于电脉冲堆积原理的实现方案

如图1所示,基于电脉冲堆积原理的任意脉冲波形发生器由多个增益可调的脉冲放大电路组成,利用GaAs FET(砷化镓场效应管)电压控制电流和开关特性来实现电脉冲的任意整形。触发脉冲是一个脉冲半宽为皮秒量级的窄脉冲,该脉冲在延时微带线的延时作用下依次输入各个FET的栅极,触发各个FET放大器工作,各放大电路的输出脉冲在波形形成微带线上向两个方向传播,左行脉冲被终端负载RL吸收,右行脉冲向输出端传送,由于脉冲输出的时间不一致,在波形形成微带线上形成时域有间隔的脉冲串。脉冲串间的间隔时间由相邻FET间延时微带线的长度决定,脉冲幅度由栅极电压V1~Vn控制。计算机通过调节各个放大器的栅极电压来控制各放大器的工作状态,从而达到调整各路脉冲输出幅度,实现任意脉冲波形输出的目的。

由于该方案中需使用较多微带线,如波形形成微带线和延时微带线等,这些微带线的性能将直接影响输出堆积脉冲的特性,故微带线的制作与调试是该方案的难点。这是因为制作的微带线若与设计要求有微小的差异,就会导致阻抗不匹配,造成信号失真,因此微带线制作调试工艺难,制作成本高。

1.2 基于光脉冲堆积原理的实现方案

基于光脉冲堆积原理的实现方案如图2所示,脉冲半宽为15 ns的输入电脉冲(同步信号)触发子脉冲产生电路输出一个脉冲半宽为300 ps的电脉冲。由于在光脉冲堆积过程中采用单一波长光脉冲堆积时会出现严重相干现象,导致堆积波形不稳定,故采用双波长光脉冲堆积。因此脉冲半宽为300 ps的电脉冲将同时驱动两路不同波长(1 530 nm和1 550 nm)响应的电光转换器,产成两路脉冲半宽为300 ps的光脉冲,用于进行光脉冲堆积。光脉冲堆积网络是由24路延时步进固定且依次递增的光路组成,光路后级通过合路的方式将各路光脉冲进行堆积,然后经光电转换在时域上形成由多个子脉冲堆积出的一个电脉冲堆积信号。

子脉冲产生电路的工作原理如图3所示。脉冲整形电路对输入电脉冲进行提速整形,输出两路与输入信号同步的快速电脉冲。脉冲延时电路对两路信号分别进行延时,其中一路脉冲比另一路多延时300 ps。脉冲延时控制芯片采用安森美半导体公司生产的MC100EP196高集成可编程器件,通过10个可编程数据选择控制端实现对输入信号的延时,其延时精度达10 ps。高速比较器对两路延时脉冲进行高速比较及整形处理,形成脉冲半宽为300 ps的子脉冲。子脉冲的前沿时间由高速比较器的翻转特性决定,我们采用的是AD公司型号为DCMP573的高速比较器,其响应时间为35 ps,抖动时间为10ps,可保证子脉冲前后沿陡峭且波形稳定。

子脉冲产生电路中输入和输出信号均为低电压差分信号,具有强抗噪声能力和低功耗的特性,为实现本项目高传输速率提供了有利条件。

光脉冲堆积网络的工作原理如图4所示,脉冲半宽为300 ps的子脉冲同时驱动两个不同工作波长(1 530 nm和1 550 nm)的激光器,输出两路不同波长的光脉冲信号,经两个宽带光纤放大器放大后,两束光脉冲进入延时光路。延时光路1和延时光路2组成具有固定延时的光路,且各路间逐级光程差相同,其结构如图5所示。延时光路1的12路为奇数路,即第1,3,5,…,23路,波长为1 530 nm;延时光路2的12路为偶数路,即第2,4,6,…,24路,波长为1 550 nm。在2×1合波器输出端形成由24路子脉冲堆积而成的堆积光脉冲。堆积光脉冲再经光电转换和高频放大器放大后,形成最终所需的堆积电脉冲。每个子脉冲幅度由各对应光路中可控衰减器进行调整。可控衰减器由外部控制电压信号产生的静电力驱动内部光学元件运动改变光路,从而达到光衰减目的,该器件体积小、响应速度快、功耗小,易于批量生产。可控衰减器的控制电压信号由远程计算机输出,并通过A/D转换部件将控制电压输入可控衰减器的电压控制端。

在光脉冲堆积过程中,为提高波形稳定性,在双波长光脉冲堆积系统中相邻光路采用不同工作波长进行传输,以免出现严重的相干现象。光脉冲堆积网络输出的堆积脉冲中相邻子脉冲间隔时间由光纤延迟线的步进长度决定,它将影响输出堆积脉冲的平滑度。电光转换器输出的光脉冲特性符合高斯函数分布,其时域表达式为:

式中K为峰值幅度,t为时间,a为峰值幅度1/e时的脉冲半宽度。图6为单个高斯子脉冲的波形,图7为两个子脉冲堆积的结果,其中τ为两个脉冲的间隔,由图可见当脉冲间隔τ=1.2a时堆积脉冲的平顶最为光滑。

根据子脉冲半宽为300 ps,用式(1)可求得峰值幅度1/e时的脉冲半宽度a=180 ps,根据多路计算公式:

可得24路脉冲堆积波形如图8所示,通过细调脉冲间隔τ发现,当τ为脉冲半宽的0.63倍时,即脉冲间隔为189 ps时,堆积效果最佳,符合平顶平滑要求,最大的堆积脉冲半宽为4.5 ns。通过调节各子脉冲的幅度及子脉冲数量可得到不同形状的脉冲,如图9所示。

1.3 方案比较

上述两种实现方案中,子脉冲产生原理相同,但脉冲堆积原理不同。基于光脉冲堆积原理的任意脉冲波形发生器首先对子脉冲进行电—光转换形成光脉冲,然后利用光纤的延时特性对光脉冲进行堆积,堆积后再利用光—电转换技术把堆积光脉冲转换成堆积电脉冲。基于电脉冲堆积原理的任意脉冲波形发生器是直接利用微带线对子脉冲进行延时,形成所需的堆积电脉冲。由于系统传输的是高频信号,对电路的加工工艺要求很高,制作的微带线与设计要求若有差距,就会引起微带线上阻抗不匹配,造成延时线末端信号失真,且一旦微带延时电路制作完毕延时时间就固定,不可调整。而光脉冲堆积方案中只有子脉冲产生电路的输入输出信号采用微带线传输,在脉冲信号堆积时不用微带线,因此可大大减少微带线的使用量,若在光路中加入可调延时部件还可实现子脉冲间隔可调。基于光脉冲堆积的任意脉冲波形发生器是对两个不同工作波长的脉冲信号进行堆积,与单波长脉冲堆积方式相比,堆积的脉冲波形更稳定。

2 试验结果

我们对8路脉冲堆积波形发生器进行了试验,子脉冲波形如图10所示,其脉冲半宽为180 ps,上升沿为100 ps,下降沿为80 ps,8路脉冲堆积信号波形如图11所示,堆积后的脉冲半宽为1.2 ns。图12表示经过高频信号放大器后8路堆积脉冲的输出波形(已接入高频衰减器,实际最大输出脉冲幅度大于5 V,经过铌酸锂调制器的调制后可得到符合使用要求的正脉冲)。

3 结论

采用本方案实现的任意脉冲波形发生器具有输出脉冲前沿陡峭和形状任意可调的特点,适用于任何需产生快速电脉冲的场合,在实验室、军用、工业加工等诸多领域的数据采集、波形分析和处理方面都有广阔的应用前景。

摘要：研制了一种基于光脉冲堆积和光电转换技术的任意脉冲波形发生器,其可输出一个由多路子脉冲堆积而成的电脉冲信号,该电脉冲形状可任意调整,脉冲前后沿陡峭(小于100 ps)。该任意脉冲波形发生器适用于任何需产生快速电脉冲的场合,在实验室、军用、工业加工等诸多领域的数据采集、波形分析和处理方面都有广阔的应用前景。目前该产品在国内虽有开发研制,但成熟的只有低速产品,因此研制出成熟可用的快速任意脉冲波形发生器有很大的现实意义。

关键词：脉冲发生器,堆积脉冲,脉冲整形

参考文献

[1]JOHNSON H,GRAHAM M.高速数字设计[M].北京:电子工业出版社,2004.

[2]HALL S H,HALL G W,MCCALL J A.高速数字系统设计[M].北京:机械工业出版社,2005.

脉冲波形设计篇5

TEM (Transverse Electro Magnetic) 喇叭天线作为常用的时域天线被广泛研究, 并且以单个天线、天线阵列单元、反射面天线馈源等形式用于高功率微波武器、探测、通信等众多领域。阻抗加载技术使线性渐变TEM喇叭上的电流表现为行波特性, 消除反射导致的响应波形拖尾[1]。王磊等通过数值计算和实测, 给出线性渐变TEM喇叭沿主轴方向长度一定时的最佳口径[2]。指数渐变TEM喇叭采用外形控制法控制天线阻抗代替阻抗加载, 提高了TEM喇叭天线的辐射效率[3]。但是, 对于高斯脉冲激励的指数渐变TEM喇叭, 当沿主轴方向长度一定时, 辐射脉冲峰峰值随着口径高度递增, 当辐射脉冲峰峰值达到最大值后, 继续增大口径高度, 辐射脉冲峰峰逐渐降低且低于相同尺寸线性渐变TEM喇叭辐射脉冲峰峰值, 而且伴随着出现辐射脉冲波形畸变现象。

Carl E. Baum把线性张开的金属极板上电荷与电流等效为开路传输线上的电压与电流, 推导出线性渐变TEM喇叭阶跃响应的近似表达式。在此基础上, 本文直接给出指数渐变TEM喇叭脉冲响应的近似表达式, 结合TEM喇叭上内部的电磁能量流动过程, 分析TEM喇叭的渐变结构与响应波形的关系, 并利用电磁仿真软件仿真验证理论分析的正确性。

1 开路传输线模型

指数渐变TEM喇叭是由两块按指数规律渐变张开的金属板构成, 如图1 所示。

极板上的电荷分布与电流分布等效为开路传输线上的时变电压与电流, 再把开路传输线分解为无数由电偶极子微分元和磁偶极子微分元构成的小段, 如图2 所示。电源内部阻抗等效为两个大小为Zc (-l) 2 的阻抗串联, 与z′= -l处传输线特性阻抗Zc ( - l) 匹配, z′ 处电偶极矩和磁偶极矩[4]:

式中:V (z′, t) 为t时刻z′ 处电压;c是自由空间中电磁波传播速度。TEM喇叭z′ 处特性阻抗近似为[5]:

式中:h (z′) 是z′ 处TEM喇叭高度;w (z′) 是z′ 处TEM喇叭宽度。

通过合理设计TEM喇叭高度渐变和宽度渐变[6], 使TEM喇叭的高度和特性阻抗沿轴向呈指数规律渐变:

式中:l是指数渐变线的长度;下标s和e分别代表起始端 (喉部) 和末端 (口径) 。

在频域上积分各个小段上电偶极子和磁偶极子的远场贡献, 然后把积分结果变换到时域得到指数渐变TEM喇叭的轴上时域远场表达式:

式中:V0是天线作为匹配负载从电压源分得的电压幅值;r是观察点与天线的距离;tr是观察点与天线的距离产生的响应滞后时间。根据时间延迟把阶跃响应表达式分成三项, 每一项代表一个辐射脉冲分量, 其中仅第二项与TEM喇叭的空间渐变过程有关:

第二个辐射脉冲分量的时间相对变化率a 、指数渐变TEM喇叭高度沿轴线的相对变化率ah、特性阻抗沿轴线的相对变化率az, 这三者之间有如下关系:

所以, 在下面叙述中称a为渐变外形因子。当馈入脉冲信号时, 指数渐变TEM喇叭辐射脉冲为阶跃响应与馈入电压微分的卷积:

式中:u (t) 是单位阶跃函数;V (t) 是脉冲激励电压。

2 短脉冲响应波形

根据辐射脉冲近似表达式, 结合TEM喇叭内部的电磁能量传输[7], 分析电磁能量的辐射过程。外加脉冲源为TEM喇叭提供能量, 其中的一部分能量直接从TEM喇叭起始端发射出去产生第一个辐射脉冲分量, 所以直接辐射脉冲的波形由激励信号波形决定;遗留的能量驻留在变化的束缚场内, 由于变化的束缚场沿着两极板构成的非均匀传输线传输, 一部分电场线不再发于正电荷止于负电荷而与源解耦形成闭合环路结构, 从而使一部分束缚场转化为辐射场产生第二个辐射脉冲分量, 所以第二个辐射脉冲分量的波形由激励波形和指数渐变TEM喇叭外形共同决定;剩余的能量流回外加脉冲源, 束缚场迅速衰减转化为辐射场产生第三个辐射脉冲分量。因为第一个辐射脉冲分量与TEM喇叭外形无关, 所以下面重点讨论后续产生的辐射脉冲分量。

直接辐射的‘源’位于TEM喇叭起始端, 后续辐射的‘源’沿TEM喇叭极板分布, 所以直接辐射脉冲分量与后续辐射脉冲分量之间存在传播路径不同引起的相对时延 ΔT, 并且相对时延与TEM喇叭高度沿轴线的相对变化率ah有如下关系:

式中:ρ 是令TEM喇叭起始端为球心极板末端在球面上时所确定的球的半径;l′ 是TEM喇叭极板长度。当指数渐变线变为线性渐变线时, 指数渐变TEM喇叭变为线性渐变TEM喇叭, 两个辐射脉冲分量的波前在同一个球面上传播, 此时:

如果指数渐变TEM喇叭与自由空间匹配良好, 到达极板末端的束缚场能量很少使第三个辐射脉冲分量忽略不计。

根据上述分析, 修正指数渐变TEM喇叭辐射脉冲表达式:

为了方便后面对比分析, 给出线性渐变TEM喇叭的辐射脉冲表达式[4]:

假设馈入指数渐变TEM喇叭的电压信号为高斯脉冲, 代入公式得到构成TEM喇叭辐射脉冲的两个分量, 如图3所示。当两个分量的负峰同步叠加时, 辐射脉冲的峰峰值最高;当两个分量之间的相对时延较小时, 两个负峰仍能较好叠加, 脉冲响应波形不会发生畸变;当两个分量之间的相对时延充分大时, 脉冲响应波形会发生明显畸变。

3 仿真验证

通过仿真相同尺寸的指数渐变TEM喇叭与线性渐变TEM喇叭验证理论分析的正确性, 激励信号设置为底宽为2 ns的标准高斯脉冲。采用具有同轴渐变馈电结构的TEM喇叭, 起始端横截面尺寸由馈电同轴线横截面尺寸确定, 假设同轴线外径110 mm、内径48 mm, 则hs× ws为55 mm×48 mm。为了保证TEM喇叭末端特性阻抗不变, 保持末端口径高与宽的比值不变, 即120 ln (4hewe) 为常数280。设计TEM喇叭长度l为300 mm, 通过改变口径高度改变高度渐变线的相对变化率。

指数渐变TEM喇叭与线性渐变TEM喇叭的口径高度he都为1 200 mm时, 两者的响应波形仿真结果如图4 (a) 所示。根据理论分析, 两个理想辐射脉冲分量以不同相对时延叠加而成的两条理论响应波形如图4 (b) 所示。

在时间轴上方, 两个波形的差异不明显表明TEM喇叭外形不影响直接辐射脉冲分量, 在时间轴下方, 由于指数渐变TEM喇叭辐射脉冲的两个分量之间存在较大相对时延, 两个分量的负峰异步叠加使辐射脉冲波形畸变。而线性渐变TEM喇叭辐射脉冲的两个分量在一个球面上传播, 由于两个分量之间不存在相对时延, 两个分量的负峰同步叠加。因此, 线性渐变TEM喇叭脉冲响应的峰峰值大于指数渐变TEM喇叭脉冲响应的峰峰值。

指数渐变TEM喇叭与线性渐变TEM喇叭的口径高度he都为500 mm时, 两者的辐射脉冲波形如图5 (a) 所示。根据理论分析, 外形渐变因子对辐射脉冲波形的影响如图5 (b) 所示。

随着指数渐变TEM喇叭的末端高度的减小, 高度渐变线的相对变化率变小, 使两个辐射脉冲分量之间的相对时延变小。当两个辐射脉冲分量的负峰充分叠加时, 由于指数渐变TEM喇叭外形渐变因的作用, 其辐射脉冲峰峰值大于线性渐变TEM喇叭辐射脉冲峰峰值。

相对于线性渐变TEM喇叭, 指数渐变TEM喇叭存在辐射脉冲波形的畸变问题和外形渐变因子对辐射脉冲峰峰值的改善现象, 为了使这两点被明显观察到, 上述两个口径高度都不是指数渐变TEM喇叭的最佳口径高度。仿真表明, 对于长度为300 mm的指数渐变TEM喇叭, 最大的高斯脉冲响应峰峰值所对应的口径高度约为700 mm。

4 结论

本文对指数渐变TEM喇叭天线轴上辐射脉冲的畸变进行了分析, 首先基于开路传输线模型得到轴上辐射脉冲近似表达式, 在此基础之上, 根据近似表达式中各项的时延关系追踪天线内部的电磁能量, 同时修正辐射脉冲近似表达式, 并且修正后的辐射脉冲表达式能够反映出波形畸变原因。指数渐变TEM喇叭的脉冲响应由‘源’点位于起始端的直接辐射脉冲分量和‘源’点沿极板分布的后续辐射脉冲分量叠加而成, 前者与TEM喇叭的渐变外形无关, 后者由激励脉冲信号与TEM喇叭的渐变外形共同决定, 两者之间存在的相对时延与TEM喇叭高度渐变线的变化率正相关, 如果这个相对时延充分大, 则辐射脉冲波形会发生畸变。反之, 通过合理设计高度渐变线控制两个辐射脉冲分量之间的相对时延, 可以避免辐射脉冲波形发生畸变。上述结论同样能够指导其他TEM喇叭类瞬态天线的设计, 如Vival di天线、Valentine天线等。

摘要：指数渐变TEM喇叭沿主轴方向长度一定时, 主射方向上辐射脉冲峰峰值随口径高度递增, 当辐射脉冲峰峰值到达最大值后, 辐射脉冲峰峰值随着口径高度递减, 并且辐射脉冲波形发生畸变。为了分析响应波形畸变原因, 基于等效开路传输线模型给出指数渐变TEM喇叭脉冲响应的近似表达式, 并且结合指数渐变TEM喇叭内部的电磁能量流动过程修正辐射脉冲表达式。理论分析表明, 指数渐变TEM喇叭辐射脉冲由两个分量叠加而成, 并且这分量之间存在的相对时延与高度渐变线的相对变化率正相关, 过大的相对时延会使辐射脉冲的波形发生畸变, 从而导致辐射脉冲峰峰值小于同尺寸线性渐变TEM喇叭的辐射脉冲峰峰值。利用电磁仿真软件得到相同尺寸的指数渐变TEM喇叭与线性渐变TEM喇叭的辐射脉冲波形, 通过二者之间的对比验证理论分析的正确性。

关键词：TEM喇叭,指数渐变线,脉冲响应,相对时延

参考文献

[1]陈聪, 高火涛, 秦晨清.超宽带TEM喇叭天线阻抗加载的时域分析[J].现代雷达, 2009, 31 (11) :64-66.

[2]王长华, 王秩雄, 宋爱民, 等.超宽带TEM喇叭天线的研究[J].通信技术, 2010, 43 (4) :34-36.

[3]王磊, 祝转民, 蒋延生, 等.恒阻抗TEM喇叭天线设计关键问题研究[J].微波学报, 2011, 27 (4) :93-96.

[4]FARR E G, BAUM C E.A simple model of small-angle TEM horns[M/OL].[1992-05-20].http://www.ece.unm.edu/summa/notes/SSN/note340.pdf.

[5]KOLOKOTRONIS D A, HUANG Y, ZHANG J T.Design of TEM horn antennas for impulse radar[C]//High Frequency Postgraduate Student Colloquium.Leeds, England:IEEE, 1999:120-126.

[6]杨争光, 苏东林, 吕善伟.矩形截面带状双线传输线特性阻抗分析[J].电子测量技术, 2006, 29 (1) :3-5.

脉冲波形设计篇6

关于受激布里渊散射(SBS)用于产生相位共轭光和压缩激光脉冲等已经有广泛研究,所研究的均是布里渊介质中后向散射光的特性,对激光入射到布里渊介质后透射光的特性却少有研究.本课题组进行了基于SBS效应的光限幅技术(产生SBS效应之后的透射光)的研究.研究结果表明,SBS光限幅不仅具有能量和功率的限幅特性,而且还具有脉冲波形的限幅特性.详细介绍了SBS光限幅时域平顶脉冲波形的研究进展.

1 平顶脉冲波形的国内外研究现状

平顶光束分为时域平顶光束和空域平顶光束.为描述这一类平顶光束,1992年, PARENT A 等人提出了超高斯光束模型[5].1994年,GORI F 又引进了平顶高斯光束的概念[6],用以描述强度分布为平顶的激光光束.之后各国的惯性约束聚变(ICF)研究机构,围绕平顶高斯光束的光束质量,放大过程中的波形变化以及获得方法进行了深入研究,取得了一系列成就[7].目前,时域平顶脉冲光束的获得方案主要采用激光腔内和腔外整形技术.1995年上海光机所采用腔内缓慢调Q腔倒空的方法,获得了平顶方波输出[8].腔外整形的方案,主要出自各国的ICF研究机构,如脉冲堆积法、脉冲共轴传输法、高压普克尔盒和集成光学法及时空变换脉冲法等[9,10,11,12].目前,国内外对空域平顶脉冲波形的研究比时域平顶脉冲波形的研究较多,但是空域平顶脉冲波形的研究更多还停留在理论阶段[13],空域平顶波形的获得主要集中在以下2种方法:(1)激光器输出光束传输路径中加入光学元件或系统[14],如反射或者折射整形光学系统,全息光学元件,二元衍射光学元件,随机位相片,阵列光学元件等.(2)使用特殊的谐振腔结构,直接获得平顶光束[15],如加入腔内渐变反射率镜片,渐变相位镜,自适应镜,时空相位调制镜等.以上方法各有所长,但有一个共同的缺点:器件的生产制造上目前还受到微精细加工技术发展水平的限制,每个器件是针对特定的光束参数而设计的,造好的器件不能随光束参数的变化灵活地调节其透射率函数.

2 基于SBS光限幅原理的时域脉冲波形

2.1 一次SBS光限幅产生的时域脉冲波形

文献[16]中首先研究了基于SBS光限幅原理的时域脉冲波形.虽然一次SBS有光限幅作用,但是时域脉冲波形前面有一个尖峰,后面才是“平台”.这是因为当抽运光脉冲前沿刚开始进入介质,脉冲功率较小时,不足以产生SBS作用,抽运光脉冲前沿线性透过介质,此时透射脉冲前沿轮廓与抽运光脉冲波形轮廓相同,保持准高斯型;当抽运光脉冲功率刚超过SBS阈值时,由于SBS是基于介质的声子场建立的,它的建立必定需要一定的弛豫时间,因而抽运光仍保持高透射率,此时透射脉冲前沿轮廓与抽运光脉冲波形轮廓近似,但是脉冲波形由于SBS作用而发生微小的变形;当抽运光脉冲功率超过SBS阈值很多时,激光脉冲与布里渊介质发生较强的SBS相互作用,导致抽运激光能量迅速地向散射光Stokes场转移,Stokes场迅速增长,导致抽运脉冲光能量被迅速耗尽,因而透射脉冲后沿开始陡然下降,留下一个很陡的下降,继而由于后续脉冲的功率达不到产生SBS的阈值功率,因而脉冲后沿功率就维持在一个功率“平台”附近.图1是文献[16]所得到的不同抽运光能量时的SBS光限幅时域脉冲波形,实验时Nd:YAG调Q激光器输出光波长为1.064 μm,重复率为1 Hz,脉冲宽度为10 ns,透镜焦距为30 cm时,SBS池长为40 cm,散射介质为CCl4.

2.2 种子场诱导的SBS光限幅时域脉冲波形

虽然一次SBS有光限幅效应,但是波形前面有一个尖峰,后面才是“平台”,显然,波形前面的尖峰对光限幅作用是极其不利的.针对该问题文献[17]数值模拟了种子场诱导的SBS光限幅时域脉冲波形的特性.由于SBS是基于介质种子场建立的,它的建立必定需要一定的弛豫时间,在这段驰豫时间内,抽运脉冲将保持较高的功率透过率,维持较高的功率水平,因此一次SBS光限幅时域脉冲波形的前沿出现尖峰.该尖峰是由SBS产生的阈值效应造成的,它标志着该SBS光限幅机制的响应特性.如果能够设法将时域脉冲前沿的尖峰滤掉,就完全可以得到时域平顶脉冲波形.若介质中先引入种子场,让种子场优先在SBS池中产生振荡,这样对于后入射到介质中的抽运光场就无需达到SBS阈值,直接建立布里渊放大过程,因而就可以降低由于阈值效应所引起的尖峰对输出脉冲的影响.图2是文献[17]理论模拟的不同种子场功率峰值和不同延迟时间时的种子场诱导的SBS光限幅时域脉冲波形.理论模拟时抽运脉冲及种子光脉冲均采用高斯型,抽运光波长为1.064 μm,重复率为1 Hz,脉冲宽度为20 ns,SBS池长为60 cm,透镜焦距为10 cm,散射介质为CCl4.

2.3 2次SBS光限幅时域脉冲波形

为了获得更理想的时域平顶脉冲波形,文献[18]研究了利用2次SBS光限幅获得时域平顶脉冲波形的方案,即通过第2次SBS光限幅消除第1次SBS光限幅输出波形前面的尖峰,最终获得平顶波形.这是因为在第2次SBS光限幅当中只有尖峰才能达到SBS阈值,并且抽运光能量迅速地向散射光Stokes场转移,因此尖峰被消除,原来“平台”位置的功率达不到SBS的阈值,仍然保持原状,因此最终整体变为一个平顶.图3是文献[18]所得到的2次SBS光限幅所产生的时域脉冲波形.实验时Nd:YAG调Q激光器输出光波长为1.064 μm,重复率为1 Hz,脉冲宽度为10 ns,抽运光能量为30 mJ,第1次SBS池长为60 cm,透镜焦距为30 cm,介质为FC-72;第2次SBS池长为30 cm,透镜焦距为7.5 cm,介质为CS2.

3 SBS光限幅的研究前景

目前研究结果表明,利用SBS光限幅能够获得时域平顶脉冲波形,这对平顶波形的应用打下了一定的基础.SBS光限幅的能量、功率和波形等特性可以通过泵浦参数、结构参数和介质参数控制[19],因此通过SBS光限幅可满足不同需求的时域平顶脉冲波形.除了SBS光限幅时域平顶脉冲波形的研究以外,目前本课题组还正在研究SBS光限幅空域限幅特性[20].初步理论模拟结果表明,SBS光限幅的光强分布呈现出近似空域平顶的超高斯分布,表现出对空间光强的光限幅效应.这是由于入射光束的中心部分光强较强,超过了SBS阈值,于是产生了后向的SBS,导致SBS光限幅的峰值光强受到了限制,而且光强越强,光强限幅作用越大,因此SBS光限幅形成了近似空域平顶的超高斯分布.若能够得到SBS光限幅空域平顶光束,这对SBS效应的应用将开辟新的领域.

4 结论

详细介绍了SBS光限幅时域平顶脉冲波形的研究进展.一次SBS光限幅时域脉冲波形前沿有一个尖峰,后面才是平台;种子场诱导下的SBS光限幅时域脉冲波形类似于平顶;2次SBS光限幅时域脉冲波形是平顶.利用SBS光限幅能够获得时域平顶脉冲波形,这对平顶波形的应用打下了一定的基础.SBS光限幅不仅能够获得时域平顶脉冲波形,而且还具有能够获得空域平顶波形的潜力.

摘要：详细介绍了基于受激布里渊散射(SBS)光限幅原理的时域脉冲波形的研究进展.分析了一次SBS光限幅、种子场诱导的SBS光限幅和2次SBS光限幅的时域脉冲波形.1次SBS光限幅时域脉冲波形前沿出尖峰后边是平台;种子场诱导的SBS光限幅时域平顶脉冲波形类似于平顶;2次SBS光限幅时域脉冲波形是平顶.SBS光限幅时域平顶脉冲波形的获得对SBS的应用研究开辟了新的领域.

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