雷达脉冲序列

雷达脉冲序列（精选七篇）

雷达脉冲序列 篇1

可见,脉冲信号分选是雷达侦察系统中信号处理的重要组成部分之一,分选的正确与否直接关系到侦察系统的性能指标。目前的脉冲信号分选技术一般分两级处理,先根据到达方位角(DOA)、载频(RF)等参数对雷达脉冲信号进行预分选,再利用脉冲重复间隔(PRI)对信号进行进一步主分选。文中讨论的所有脉冲信号分选算法均是在主分选阶段使用。

1 TOA数学模型

如果仅考虑TOA,雷达侦察机在某个时间段T内所观测到的样本是一个由TOA组成的时间序列[2]。把这个样本等分成N个小区间,每个区间的长度为d=T/N,这样每个脉冲到达时间(TOA)就可以用d的整数倍来表示。由此可定义一个固定PRI的脉冲序列,PRI长度为m×d,起始时间为q×d,m,n,q都是正整数,一个有K个脉冲的序列S可表示为

$S(t)={\displaystyle \sum _{n=0}^{{\rm K}-1}\delta }(t-t{}_n)$ (1)

其中,tn=m×n×d+q×d;

$\delta (t)=\{\begin{array}{l}1,t=0\\ 0,t\ne 0。\end{array}$

当接收到的信号是由P个交错的雷达脉冲信号组成时,则可表示为

$g(t)={\displaystyle \sum _{j=1}^{{\rm P}}S}{}_j(t)$ (2)

这就是TOA子空间构成的数学模型,是一个仅由TOA组成的时间序列,即脉冲序列。

文中仅讨论未知雷达的脉冲序列,其PRI未知,需要通过对TOA的二次处理获得。在雷达信号的诸多参数中,PRI是特性最多,参数范围最大、变化最快的一项参数。文中只讨论固定PRI,抖动PRI和参差PRI的情况。

2 典型的PRI分选方法及其优缺点

目前基于PRI的典型脉冲信号分选算法主要有序列差值直方图算法(SDIF[2],Sequential Difference Histogram)和PRI变换算法[3]。文献[2,3]对这两种算法的原理进行了详细论述,并提供了算法流程图。

两种算法均是先检测到可能存在的PRI值,然后在其容差范围内对输入的脉冲序列进行搜索,搜索成功后将输入脉冲序列按照PRI特性分选开。虽然两者的序列搜索算法相同,但由于检测PRI的算法不同,因此针对不同PRI特性的脉冲序列表现出不同特点。

SDIF算法是在累积差值直方图算法(CDIF[3],Cumulative Difference Histogram)基础上的一种改进算法。与PRI变换算法比较,其优点是运算量适中,能检测出参差脉冲序列的骨架周期,检测到的PRI范围窄,这有利于后期进行参差识别[4]和序列搜索;缺点是在脉冲丢失情况下易将谐波PRI代替基波PRI,得到错误的PRI,所以往往还需要进行子谐波检验[2]加以改善,另外SDIF算法对脉冲抖动的适应性也不如修正的PRI变换算法。

传统PRI变换算法的优点是几乎能完全抑制子谐波,能够检测出参差脉冲序列的骨架周期,检测到的PRI范围窄;缺点是运算量大,不能适应PRI抖动脉冲序列。

修正PRI变换算法是在传统PRI变换算法的基础上为更好地适应脉冲抖动而改进的一种算法,优点是对脉冲抖动的适应性强,几乎能完全抑制子谐波;缺点是运算量大,检测到的PRI范围宽,不利于接下来进行较精确的序列搜索,而且该算法不适应参差序列。

3 PRI分选的综合算法

根据以上分析,现考虑改变以往只用一种算法进行分选的缺点,将3种算法有机结合,发挥出各算法的优点,更有利于分选的准确性和成功率。

提出的分选综合算法如下:首先利用SDIF算法估计出PRI的取值范围,提高PRI变换算法的精度;然后用传统PRI变换算法完成对固定PRI和参差脉冲序列骨架周期的检测,用检测到的PRI完成序列搜索并将其从原始输入脉冲中剔出;再用修正的PRI变换算法对剩余输入脉冲进行随机抖动的PRI检测,用检测到的PRI完成序列搜索并将其从剩余输入脉冲中剔出;此时看原始输入脉冲序列中还剩多少脉冲数,若脉冲数够多,则可能还存在参差PRI脉冲序列或相同PRI的多部雷达脉冲序列,可再采用SDIF算法对脉冲进行分选。若检测到PRI脉冲序列,则分选出的是具有相同PRI的多个脉冲序列,随后进行参差识别[4]。

4 仿真分析

为更好检验分选综合算法的性能,设计了包含如下PRI特性的原始输入脉冲序列:

(1)固定PRI。140 μs,首脉冲到达时间70 μs。

(2)固定PRI。280 μs,刚好是前者两倍,检验子谐波的判断能力,首脉冲到达时间10 μs。

(3)两个相同固定PRI。223 μs,但首脉冲到达时间不一样,到达时间分别为17 μs和47 μs。

(4)抖动PRI。100 μs,首脉冲到达时间100 μs,抖动量5%。

(5)三参差PRI。子周期分别为130 μs、170 μs、190 μs,骨架周期为250 μs,首脉冲到达时间为130 μs。

观察时间为8 ms,无脉冲丢失。

第一步 利用SDIF算法估计出PRI的取值范围,如图2所示。

由原始输入脉冲序列的1～4级序列差直方图可以估计出序列中所有可能的PRI取值范围10～300 μs。

第二步 用传统的PRI变换算法完成对固定PRI和参差脉冲序列骨架周期的检测。

在运用PRI变换算法时,重要的一步是要设定检测PRI的门限,设定门限的3个原则如表1所示[3]。

考虑到以上3个原则,仿真时设定门限

$A{}_k=\max \{\alpha {\rm T}/\tau {}_k,\gamma \sqrt{{\rm T}\rho {}^{2}b{}_k},\beta C{}_k\}$ (3)

仿真结果如图3所示。

从图3中可以得到4个固定PRI值140 μs,223 μs,250 μs,280 μs。用搜索容差为5%的序列搜索和脉冲抽取将其从原始输入脉冲序列中剔除。

这样从原始输入序列中就剔出了PRI为140 μs和280 μs的固定重频序列,剔出了到达时间早的223 μs的固定重频序列和三参差序列中子周期为130 μs的子序列。剩下了PRI为100 μs,抖动量为5%的抖动脉冲序列、到达时间晚的PRI为223 μs的固定重频序列和三参差序列中子周期为170 μs和190 μs的两个子序列。

第三步 用修正的PRI变换算法对剩余输入脉冲进行随机抖动的PRI检测。

检测PRI的门限设定与第二步相同。仿真结果如图4所示。对比图3和图4,发现PRI为100 μs的抖动序列被检测出来,用搜索容差为5%的序列搜索和脉冲抽取将其剔出。考虑到第二步中检测出PRI为223 μs和250 μs,所以此处不对图4中223 μs和250 μs附近可能存在的PRI进行序列搜索。

第四步 采用SDIF算法对脉冲进行分选。

在剔出了抖动脉冲序列后,剩余序列中最多可能还存在参差PRI脉冲序列或相同PRI的多部雷达脉冲序列,不会再有其他类型的序列。考虑到运算量,决定采用SDIF算法对脉冲进行分选。仿真结果如图5所示。

根据图5(b),在剩余序列中搜索PRI为223 μs的序列并剔出该序列。此处不用搜索PRI为230 μs的序列,因为在第二步仿真中并没有检测出PRI为230 μs的值。SDIF算法继续进行,仿真结果如图6所示。

根据图6出现的20 μs,230 μs和250 μs这3个值,可以判断出存在骨架周期为250 μs两个子周期相差20 μs的二参差PRI序列。再结合第二步搜索出的TOA序列,进而可判断出存在子周期为130 μs,170 μs,190 μs,骨架周期为250 μs的三参差序列。

当然,分选出来的PRI为223 μs的两个序列也可认为是子周期为17 μs,47 μs,骨架周期为223 μs的二参差序列,这在仿真中难以定论,但在工程实际中可通过参差识别[4]来确定其是两个独立序列还是二参差序列。

5 结束语

在雷达侦察信号处理中,基于PRI的脉冲信号分选的算法很多,文中提供了一种基于PRI的脉冲分选综合算法作为参考,并针对提供的脉冲输入序列进行了完整的仿真,仿真结果证明该算法具备一定的参照价值但该算法的局限性是显而易见的。

(1)考虑到随着脉冲个数的增加,PRI变换算法的运算量会越来越大,综合算法中两次用到了PRI变换算法,而这是否能够在实际中得到运用值得怀疑。

(2)文中并没有考虑脉冲干扰和脉冲丢失的问题。对于前者,可以通过侦察接收前端提高信噪比来减少,软件的算法方面也可以考虑进行改进排除这方面的干扰;对于后者,还需要进行下一步仿真分析以获得更明确的结论,用于改进算法。

(3)由于现代雷达PRI特性日益复杂,而运用一种算法对所有雷达的PRI特性都完美“匹配”难以实现,文中仅局限于针对一般雷达的PRI特性,对复杂的PRI特性,还需要不断研究和探索新算法。

摘要：高密度复杂信号环境下的信号分选处理技术,是新一代雷达侦察系统信号处理的关键技术,也是雷达侦察领域一个亟待解决的问题。文中讨论基于脉冲重复间隔(PRI)的脉冲信号分选算法,首先建立脉冲到达时间(TOA)数学模型,然后在总结脉冲信号分选的SDIF直方图算法、传统PRI变换算法和修正PRI变换算法优缺点的基础上,提出了一种综合的脉冲信号分选算法,并对该算法进行了完整的仿真,仿真结果表明,该算法对综合算法可以提供可靠的参照。

关键词：脉冲信号分选,脉冲序列,脉冲重复周期,序列差值直方图法

参考文献

[1]赵国庆.雷达对抗原理[M].西安:西安电子科技大学出版社,1999.

[2]罗鹏.现代雷达信号分选算法研究[D].南京:南京理工大学,2008.

[3]王宇.未知雷达信号PRI的快速分选识别算法研究[D].西安:西安电子科技大学,2010.

[4]何炜.雷达信号分选关键算法研究[D].成都:电子科技大学,2007.

雷达脉冲序列 篇2

混沌应用于雷达, 一个主要方面是基于混沌信号的新体制雷达[1,2,3]。许多混沌信号有很好的自相关函数和图钉型的模糊函数, 是理想的雷达信号, 这一点和噪声相同, 而混沌信号的可控性和易产生, 使之对于噪声有易于使用的优势。随着雷达技术的发展, 对雷达发射波形的要求也越来越高。采用Chebyshev混沌幅度调制的高斯脉冲序列作为雷达信号, 具有较低的距离副瓣和良好的距离分辨率, 进行目标检测和成像时, 虚警率低, 易分辨相互靠近的目标。

1混沌幅度调制高斯脉冲序列信号的性能

混沌信号具有如下性质:既非周期也不收敛, 对初始值敏感, 还具有类似噪声的宽频谱, 尖锐的自相关和近似正交的互相关特性, 可以提供无限多的混沌序列。正是因为以上的优点, 混沌信号能够作为理想的雷达信号。

脉冲幅度调制既可以改变脉冲幅度的极性, 也可以仅改变脉冲幅度的绝对值大小。本文所涉及的脉冲幅度调制只改变脉冲幅度的绝对值。将混沌信号作为雷达脉冲信号幅度调制序列, 具有以下优点: (1) 类似噪声的频谱; (2) 有着比传统的扩频序列更好的自相关和互相关特性及序列数目。

利用一维或多维迭代映射的方法产生离散时间序列是研究混沌现象时最常用的手段之一, 而其中一维函数迭代型混沌序列是目前混沌系统中研究最为透彻的一种数学模型, 如Teni、Logistic、chebyshev函数迭代等。

chebyshev映射用如下的方程表示:

xn+1=cos (parccosxn) , xn∈ (-1, 1) . (1)

其中, p是chebyshev的度, xn为映射变量, 以初始值x0代入方程开始迭代, 就可以得到混沌序列xn。切比雪夫映射具有以下的性质:

(1) p≥2时, chebyshev映射具有正的 Lyapunov指数值, 意味着chebyshev映射产生的轨迹是混沌序列, 并且几乎所有位于-1, 1区间内的初始值x0都可以产生混沌轨迹。

(2) p≥2时, chebyshev映射的轨迹在相空间是遍历的, 符合rkhoff的遍历性原理。

(3) 切比雪夫映射产生的序列之间是正交的。

(4) 切比雪夫映射产生的序列自相关函数是δ函数。

(5) 切比雪夫映射产生的序列互相关函数是正交的。

以上这些性质使得切比雪夫混沌序列十分适合作为混沌扩谱序列应用于雷达系统中。

超宽带 (UWB) 最常用的信号脉冲是高斯单循环脉冲[4]。理想的单循环脉冲时域, 频域特性如图1、2所示。单循环脉冲是宽带信号, 中心频率和带宽完全取决于脉冲宽度。单循环脉冲的中心频率是脉冲宽度的倒数, 带宽是中心频率的116%。本文研究采用p=4阶的Chebyshev映射产生的混沌序列对雷达发射的高斯脉冲的幅度进行调制[5,6]。高斯单循环脉冲的时域表达式为:

undefined. (2)

T为高斯脉冲的有效宽度。脉冲幅度调制的混沌序列为:

undefined. (3)

cn为混沌序列, 用于调制高斯脉冲, 图3为Chebyshev混沌序列波形, 其中实线为初始值为x0=0.600 00的仿真波形, 虚线为初始值为x0=0.600 03的仿真波形。

信号s (t) 用于雷达时的距离模糊函数为:

Rcc (τ) =∫undefineds (t) s (t+τ) dτ. (4)

将3式代入4式得:

undefined. (5)

将2式代入5式得:

undefined. (6)

图4为距离模糊函数的仿真波形, 可见采用Chebyshev混沌幅度调制的高斯超宽带信号作为雷达信号, 该雷达系统不会有距离模糊的现象出现。

2实现方案

图5、图6分别是基于混沌幅度调制的高斯脉冲序列信号的超宽带雷达发射和接收框图。

脉冲振幅调制器依据混沌序列对高斯脉冲的幅度进行调制, 幅度调制后的高斯脉冲经功分器和放大器后由天线发射出去。

接收部分将天线接收到的回波信号经过低噪放大、模拟相关, 再进行采样将模拟信号变为数字信号, 数字信号经过滤波后送后端进行检测和测距, 并成像显示。

对混沌信号的处理通常采用相关法。混沌信号的相关就是将参考信号的延迟与实际信号的回波信号进行相关和多普勒滤波, 相关后的信号输出到滤波器组, 由滤波器输出的峰值可求出目标的距离等信息。相关法信号处理可分为微波相关和视频相关两种。微波相关是由微波延迟线和包含视频功能在内的相关器实现的。视频相关器则是由视频延迟线和相关器组成, 相关器可以用模拟或数字的方式来实现, 其原理是对乘法运算后的信号进行低通滤波。

混沌信号相关处理的最关键问题是混沌信号在不同时段范围内的信号复制。本文提出采用数字混沌序列产生器和脉冲幅度调制器, 实现发射混沌信号的产生, 同时也解决信号延迟、复现的问题, 框图如图7。由于高速数字信号处理技术已发展非常成熟, 因此可以实现离散时间混沌信号的完全的数字化处理。

多路数字混沌序列产生器负责产生不同延时的多路切比雪夫映射的数字混沌序列。多路混沌信号产生器和相关器组实现了距离门电路, 通过相关器组实现不同时延信号与回波信号的相关运算, 从而得到目标距离信息。通过控制多路数字混沌序列产生器产生不同时延间隔的切比雪夫映射序列的数字信号, 即可实现不同的距离分辨力。相关器组的输出经过滤波器可以得到目标的距离等信息, 并送数据处理机进行数据处理。由于多路数字混沌序列产生器可以产生不同初始值x0的切比雪夫映射数字混沌序列, 因此可以随时改变发射的混沌信号波形。

3结论

混沌信号因其随机性和良好的相关特性, 是通讯或雷达应用的一种理想的信号。采用文中所论述的方案能较好的解决了信号延迟、复现的问题。采用切比雪夫混沌序列调制的高斯脉冲序列超宽带信号具有优异的测距和ECCM性能。

摘要：超宽带冲激无线电技术具有测距精度高、穿透能力强、功耗低等优点, 已在军用雷达探测中得到广泛应用。依据混沌序列的白噪声统计特性、较理想的自相关和互相关特性以及产生简单、抗干扰能力强等特性, 提出了基于Chebyshev混沌幅度调制的高斯脉冲序列超宽带雷达方案, 并针对混沌超宽带雷达的特点、实现方法进行阐述。

关键词：混沌,超宽带,Chebyshev,相关处理

参考文献

[1]Xiaoxiang Liu.Through the Wall Imaging Using Cha-otic Modulated Ultra Wideband Synthetic Aperture Ra-dar[J].2007 IEEE International Conference on Acous-tics, Speech, and Signal Processing, 2007:1257-1260.

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[3]朱丽莉, 张永顺, 王冲.混沌理论与雷达技术发展[J].现代雷达, 2007, 29 (1) :16-19.

[4]岳莉, 王毓东, 杨旭东.UWB系统中高斯脉冲信号特性的研究[J].长春大学学报, 2007, 17 (4) :41-45.

[5]王树平.超宽带系统的调制技术[J].有线电视技术, 2007, 14 (3) :96-99.

磁共振波谱两脉冲序列的比较 篇3

1 材料和方法

用磁共振频谱所能检测到化学物质主要有:NAA(天门氡胺酸)、La(乳酸)、glu(谷氨酸)、CR(肌酸)、Cha(胆碱)、MI(肌醇)等[4,5]。

由于做频谱需很高的场均匀度,目前一般采用PROBE(Proton Brain Exam,颅脑质子检测)/SV(Single Volume单体素)或PROBE/MV(Multiple Volume多体素),使感兴趣区内的磁场高度均匀,而其他区域则不要求这么高的场均匀度[6]。

磁共振频谱脉冲序列一般有两种:PRESS(Point Resolved Spectroscopy,点分解频谱分析法)和STEAM(Stimulated Echo Acquisition Mode,激励回波探测法)。STEAM及PRESS的脉冲序列如图1和图2所示。

通过计算可以求得STEAM序列的回波峰值为:

PRESS序列的回波峰值为:

M*[1-exp(-TR/T1)]*exp(-TE/T2)。

式中:M为平衡静态时的纵向磁化矢量,TE为自旋回波时间,T2为自旋自旋驰豫时间。

注:图中横坐标表示时间,纵坐标表示射频强度。TE(Time of Echo为回波时间),TM(Time of Mixing混合时间),Simulated Echo激励回波,Spin Echo自旋回波,RF(Radio Frequency射频),Gx、Gy、Gz为3个方向的梯度场。

从以上公式可以得出:在相同的情况下,STEAM序列的信号是PRESS序列信号强度的1/2。

采用STEAM和PRESS两序列,用不同的扫描参数对MRS模进行测量。

TE的取值及TR的取值关系:对于STEAM而言,TE取值范围为:12~1000ms;TR的取值范围可推算出应为:(TE+1137)~17000ms之间。而对于PRESS而言,TE取值范围为:25~1000ms;TR的取值范围也可推算出为:(TE+1123)~17000ms之间。

在做波谱时,无论用STEAM或PRESS脉冲序列,均需多次采集,累加数据信息,以便提高信噪比[7,8]。

扫描模式共有3种:-1,0,1。模式选“0”可以用于体素定位的确定,所得到的图像为体素图像,可以观察体素的轮廓和形状,并且可以确认体素内无脂肪,这点对接近头皮的体素很有用;模式选“-1”得到的图像为体素在定位相中的位置和大小尺寸;模式选“+1”所得到的是磁共振谱图。

PROBE/SV波谱的频域为:4.40~0.60ppm(以水峰为4.75ppm作参考值)。

图3和图4是STEAM和PRESS脉冲序列所测得的谱图:

2 结果

分别采用STEAM、PRESS序列,改变扫描参数对MRS模进行测量,得到的测量结果如表1所示。

根据表1,对扫描时间TR与NS(Number of scan,扫描次数)进行关联,可推算出扫描时间的计算公式:对于STEAM而言,扫描时间(s)为:TR*(NS+16)+60;对于PRESS而言,扫描时间为:TR*(NS+16)。

从表1中可以看出,考虑信噪比不差和扫描时间不很长的情况,其扫描脉冲序列可用PRESS,最佳扫描参数为:TR=2000ms,TE=35ms,NS=64次,NEX(Number of Excitation激励次数)=8,体素大小=(20×20×20)mm3,扫描时间为168s,信噪比与NS的平方根成正比。对于STEAM而言,扫描时间较长些,但可观察较多的化学物质,其最佳扫描参数为:TR=1500ms,TE=30ms,NS=128次,NEX=8,体素大小=(20×20×20)mm3,扫描时间为312s。在相同的情况下,STEAM序列的信号是PRESS序列的强度的1/2。

根据实验可观察到:选TE=144ms时,乳酸峰为负峰;而TE=288ms时,乳酸峰为正峰。

3 讨论

大多数情况下,PRESS较常用,因为PRESS的信噪比约是STEAM的2倍,无论是PRESS还是STEAM,体素都不能选得太小,一般选(20×20×20)mm3,最小体素可选(3×3×3)mm3,但其信噪比太低,无实际价值;对于较小的病变而言,可选(10×10×10)mm3,脉冲序列用PRESS。

在做波谱时,匀场非常关键,场一定要均匀,否则T2驰豫时间缩短,谱峰将增宽,将引起不同的化学成份重叠而无法鉴别。

TR的典型数值为1500~6000ms,必须大于T1驰豫时间的3倍,以使自旋与晶格之间能量进行充分交换,核自旋恢复到平衡态;另外,TR时间要足够长,以便水抑制较好,否则水峰信号很强,将影响谱图的质量;但若时间过长,扫描时间也很长[9]。

在做质子磁共振波谱时,一定要加上EDR(Extended Dynamic Range扩展动态范围)[10],否则累加的数据容易溢出,将造成化学位移的信号丢失。

参考文献

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[3]饶海冰,孔抗美,肖壮伟,等.MR频谱检测乳酸的脉冲序列优化研究[J].中华放射学杂志,2004,38(10):1108-1111.

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[5]林艳,铙海冰,吴仁华.1H-MRS定量测定脑代谢物的研究[J].国外医学放射医学核医学分册,2005,(29):85-88.

[6]Tong Z,Yamaki T,Harada K,et al.In vivo quantification ofthe metabolites in normal brain and brain tumors by protomMR spectroscopy using water as an internal standard.[J].MagnReson Imaging,2004,22:1017-1024.

[7]何文进.磁共振影像系统双梯度技术的发展和现状[J].中国医疗设备,2010,25(11):51-53.

[8]郭绣琴,肖叶玉,沈智威,等.STEAM和PRESS序列对磁共振频谱绝对定量的影响[J].医学影像学杂志,2010,20(6):765-768.

[9]王志康,孙建忠.磁共振频谱的影响因素[J].实用放射学杂志,2003,(19):669-670.

雷达脉冲序列 篇4

脉冲压缩是指发射宽编码脉冲并对回波进行处理获得窄脉冲,因此脉冲压缩雷达既保持了窄脉冲的高距离分辨力,又能获得宽脉冲的强检测能力。脉冲压缩雷达常用的信号包括线性调频信号,非线性调频信号和相位编码信号,其中线性调频信号对多普勒频移不敏感,是用的最广泛、技术最成熟的一种脉冲压缩信号。线性调频脉冲压缩本质上就是对回波进行频率延迟,低频信号部分延迟时间长,高频信号部分延迟时间短,从而使脉宽为T的宽脉冲压缩为窄脉冲τ。压缩比D=T/τ,如果不考虑损耗,压缩后的脉冲幅度将变为原来的D倍。

1 线性调频信号的频谱

线性调频信号的复数表达式:

$S(t)=A\text{r}\text{e}\text{c}\text{t}\left(\frac{t}{{\rm T}}\right)\exp \left(\text{j}2\text{π}\left(f{}_{0}t+\frac{{\rm K}t{}^2}{2}\right)\right)$

其中,rect$\left(\frac{t}{{\rm T}}\right)$为矩形包络函数,T为脉冲宽度,f0为中心频率,K=B/T为调频斜率,B为调制带宽。

幅频特性:

$\begin{array}{l}|S(f)|=A\sqrt{1/{\rm K}}\{[c(v{}_1)+c(v{}_2)]{}^2+\\ [s(v{}_1)+s(v{}_2)]{}^2\}{}^{1/2}\end{array}$

其中c(v),s(v)为菲涅耳积分:

$\begin{array}{l}s(v)={\displaystyle {\int }_0^v\text{s}}\text{i}\text{n}(\frac{\text{π}}{2}x{}^2)\text{d}x\\ c(v)={\displaystyle {\int }_0^v\text{c}}\text{o}\text{s}(\frac{\text{π}}{2}x{}^2)\text{d}x\\ v{}_1=\sqrt{B{\rm T}}\frac{1+2(f-f{}_0)/B}{\sqrt{2}}\\ v{}_2=\sqrt{B{\rm T}}\frac{1-2(f-f{}_0)/B}{\sqrt{2}}\end{array}$

菲涅耳积分的性质:

$\underset{v\to \infty }{{\displaystyle \lim }}c(v)=\underset{v\to \infty }{{\displaystyle \lim }}s(v)=0.5$

相频特性:

$\phi {}_i=-\frac{\text{π}(f-f{}_0){}^2}{{\rm K}}+\arctan \frac{s(v{}_1)+s(v{}_2)}{c(v{}_1)+c(v{}_2)}$

图1、图2分别为线性调频信号的时域波形和幅度谱。

本文的线性调频信号仿真参数取如下值:

中心频率:f0=5 MHz;频带宽度:B=30 MHz;脉冲宽度:T=30 μs;采样频率:fs=100 MHz。

2 噪声干扰

噪声干扰是在敌方雷达中注入干扰信号以使真实目标回波信号被干扰淹没的一种有源方式的干扰。噪声干扰的主要优点是需要了解敌方雷达的信息很少,噪声干扰机不需要详细了解雷达的信号特征和处理信号的环节,只需要知道雷达的工作频率。干扰设备比较简单,对传统雷达的目标检测系统的干扰效果好。

噪声干扰可窄带噪声表示,其表达式为:

$J(t)=U{}_n(t)\cos (\omega {}_{j}t+\phi (t))$

其中,Un(t)服从瑞利分布;φ(t)服从[0,2π]均匀分布,且与Un(t)相互独立;ωj为干扰信号的角频率。图3为噪声干扰与线型调频信号经过处理后的波形。图3干扰的中心频率fj=5 MHz,平均功率σ2=25。干扰和信号混合之后,信号完全淹没在噪声干扰之中,经过匹配滤波之后,信号出现了峰值,而干扰却没有形成峰值,如图3所示。此时输出干扰强度明显小于输入干扰强度,这是由于匹配滤波器对干扰的失配造成的。

表1是在上述给定的参数情况下计算出来的线性调频信号和噪声干扰通过匹配滤波器前后的信干比。

3 脉冲干扰

图4是加了脉冲干扰为周期脉冲干扰,每个子脉冲的宽度τ=0.5 μs,整个脉冲的宽度T=30 μs,等于线性调频信号的脉宽,其表示式可以写为:

$J(t)=5\cos (2\text{π}f{}_{0}t)2n\tau \le t\le (2n+1)\tau ,n=0,1,2\cdots$

其中τ 处干扰为0。

由于线性调频信号是一种大时宽带宽脉冲压缩雷达信号,而脉冲干扰不具有这种性能,所以当干信比较小时,干扰效果不是很理想。虽然图中所取参数均不足以使干扰有效遮盖信号,但是经过计算和多次仿真表明,高干信比的欺骗脉冲能有效的降低脉压雷达信号对目标的检测能力。采用高干信比的欺骗脉冲可以使雷达的压缩处理增益造成损失,从而使干扰信号遮盖目标信号。

表2是遮盖脉冲干扰和周期脉冲干扰与线性调频信号经过匹配滤波器处理前后的信干比的计算结果。仿真还发现,如干信比较大,真实目标就会被淹没,只能看到假目标。

4 频移干扰

线性调频信号的模糊图表明,这种信号在距离和速度间存在着强耦合,当信号具有多普勒频移时,压缩信号的主峰出现时间,将相对于无多普勒频移时超前或迟后(决定于多普勒频率的极性),这种现象构成了对线性调频雷达干扰的基础。

对线性调频信号较有效的干扰方法是移频干扰。图6的频移干扰采用的是fd频率拖引,干扰信号所用fd的值为fd=3 MHz,占线性调频信号带宽的10%,其表达式如下:

$\text{J}\text{a}\text{m}1=\exp (\text{j}\text{π}\mu t{}^2+\text{j}2\text{π}f{}_{d}t)0＜t＜{\rm T}$

对线性调频信号通过频移干扰可以形成距离假目标欺骗干扰,但是要合理选择频移量,多次仿真的结果表明,通常情况下,如果要取得较好的干扰效果,所选频移量最好不要超过线性调频信号调制带宽的一半,频移量越小,干扰效果越好。这是因为,频移量越大,干扰信号有效通过匹配滤波器的能量越小。

图6施加的是一个线性调频干扰信号,该干扰信号在30 μs的时间内频率线性变化了1.05 MHz,即其调频斜率为线性调频信号调频斜率的1.05倍,表达式如下:

$J(t)=\exp (\text{j}1.05\text{π}\mu t{}^2)0＜t＜{\rm T}$

由图可以看出:移频干扰 2 与线性调频信号的干扰效果不明显。

5 延时干扰

除了用移频方法产生假目标外,还可用延时方法产生假目标。图7延时干扰和线性调频信号混合经过处理后的仿真结果。

原线性调频信号延时2 μs作为干扰信号,图7为经过匹配滤波后的输出波形。图中呈现了与目标回波信号一样的假目标信号。多次仿真结果表明,用这种延时的方法产生干扰信号的干扰效果是有效的。图中只画出了干扰延时2 μs后的处理输出,实际上不管延时多久,这种干扰产生的假目标欺骗都是有效的。这是因为干扰信号频谱特性与真目标的回波频谱特性完全相同,因而也和压缩网络匹配,几乎没有能量落在匹配滤波器频带之外。

由表3中的计算结果可以发现,移频干扰1在滤波器处理前后的信干比有些许的改善,但是很小;移频干扰2相对来说却改善了很多,这说明移频干扰1对线性调频信号的干扰效果要明显好于移频干扰2对线性调频信号的干扰效果。对于延时干扰,在匹配处理前后信干比几乎没有什么变化,而且由于干扰只是信号的延时,所以匹配滤波前后信干比没有变化且均为零。

6 结 语

(1) 噪声干扰,由于干扰信号的随机性,使得他经过匹配滤波器时,不能与传输函数有效匹配,导致干扰不能有效通过匹配滤波器,当干信比不够高时,不能形成有效干扰。

(2) 遮盖脉冲干扰和周期脉冲干扰都不能对线性调频信号形成有效干扰。

高干信比的欺骗脉冲能有效形成假目标信号,降低线性调频脉压雷达对目标的检测和距离跟踪能力。

(3) 对线性调频信号施加一个中心频率偏移的线性调频干扰信号,能对线性调频信号通过频移干扰形成距离欺骗假目标,只是要合理选择频移量。频移量越小,干扰效果越好。通常频移量不超过雷达线性调频信号调制带宽的一半。

而对线性调频信号施加调频斜率不同的移频干扰时,干扰信号中与匹配滤波器不匹配的那部分不能通过匹配滤波器输出,尤其当调频斜率与信号差别较大时,不能形成有效干扰。

(4) 接收雷达发射的信号经过延时后再转发给雷达,只要信号在几个周期内参数不变,这种干扰方式就能起到很好的干扰效果。

参考文献

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[2]史林,彭燕,杨万海.脉冲压缩雷达干扰仿真分析[J].现代雷达,2003(8):37-40.

脉冲压缩雷达的抗干扰能力分析 篇5

在复杂电磁环境下, 脉冲压缩雷达通过发射大时宽信号来提高发射功率, 增大了雷达在压制干扰下的信干比和雷达的烧穿距离。接收时通过脉冲压缩匹配滤波得到窄脉冲, 保证了距离分辨力, 提高了抗箔条、地物杂波等宽回波能力, 较好地解决了作用距离与分辨率之间的矛盾。在发射相同能量情况下, 雷达的峰值发射功率大大降低, 有可能低于敌方侦察接收机的灵敏度, 具有低截获概率和强抗干扰能力。

1 线性调频信号的脉冲压缩

1.1 线性调频 (LFM) 信号

现代雷达不仅要完成对目标位置、速度等信息的提取, 而且要求对目标进行成像分析和识别。这要求雷达发射的信号具有大带宽, 以获得高距离分辨率和激励出目标其他的特征。从电子战和电子干扰的角度看, 要求信号具有大的带宽和复杂波形以及提高信号的隐蔽性。为了充分利用发射机峰值功率, 一般不希望采用调幅信号, 而常常采用调频或调相的方法来增加信号带宽。线性调频信号是通过非线性相位调制获得大时宽带宽积的典型例子, 是研究最早、应用最广泛的一种脉冲压缩信号。

脉冲压缩雷达常用的调制信号是线性调频信号, 它的突出优点是其压缩脉冲的形状和信噪比对多普勒频移不敏感, 主要缺点是[1]: (1) 具有较大的距离和多普勒交叉耦合, 如果距离或多普勒是未知的或不可测定的, 这将产生误差 (即多普勒频移会引起距离的视在变化, 反之亦然。) ; (2) 压缩滤波器输出旁瓣较高, 需进行加权失配处理使压缩脉冲时间副瓣降低到允许的电平, 这样做在一定程度上展宽了主瓣宽度, 降低了主瓣峰值。

线性调频矩形脉冲信号的数学表达式为

$s(t)=u(t)\text{e}{}^{\text{j}2\text{π}f{}_{0}t}=A\cdot rect\left(\frac{t}{{\rm T}}\right)\text{e}{}^{\text{j}2\text{π}f{}_{0}t}=A\cdot rect(t)\text{e}{}^{\text{j}2\text{π}(f{}_{0}t+\frac{1}{2}kt{}^2)}(1)$

为信号的复包络, 其中为矩形函数。为信号瞬时频率的变化斜率, f0为载波频率。

1.2脉冲压缩

线性调频脉冲压缩信号处理分为时域和频域处理两种方法, 论文采用时域 (卷积) 方法。在实际应用中, 压缩滤波器通常采用匹配滤波器。根据匹配滤波器的理论, 其频率特性为输入信号频谱的共轭, 则其时域脉冲响应为

经匹配滤波器处理后, 输出信号为

它是一固定载频为f0的信号, 包络近似为辛克函数, 其中td为滤波器时延, TB称为压缩比D。

由式 (3) 得出, 信号经过匹配滤波后, 其峰值电压变为原来的倍, 则峰值功率变为原来的D倍。由此推出, 在对雷达实施噪声干扰时, 由于雷达信号处理机与信号匹配, 与噪声干扰信号失配, 导致的滤波器输出的信干比将增大D倍[2]。为使噪声干扰有效, 干扰机在雷达接收机输入端的干扰功率必须比回波信号功率强D倍, 这对干扰机的功率水平来说是有一定难度的, 所以说线性调频脉压雷达具有很强的抗噪声压制性干扰能力。

2抗干扰能力分析

图1为典型的线性调频脉冲压缩雷达信号处理流程图。接收机为正交双通道零中频数字接收机, 包括限幅、混频器、中放、相位检波器等部分。回波和干扰信号经过接收机后, 其带宽最大为接收机固有带宽, 则对于阻塞式干扰, 能够有效实施干扰的成分只是接收机带宽内的部分, 其他频率干扰不能通过接收机;对于瞄准式干扰, 其干扰能量将全部进入接收机。为简化分析, 论文在计算信干比时, 只计算进入接收机的信号能量, 即假设干扰样式都为瞄准式干扰。MTI, MTD, CFAR等部分在一定程度上具有抗干扰能力, 但主要是针对地物和云雨杂波、金属箔条等无源干扰抑制效果明显, 当对雷达实施有源压制性干扰时, 回波信号将很难从干扰中分辨出来。脉冲压缩部分经过匹配滤波, 将大幅度提高和滤波器匹配的回波信号, 抑制失配的干扰信号, 提高信干比, 增强雷达的检测性能。论文重点分析脉冲压缩处理对信干比的改善能力, 进而评估雷达的抗干扰能力。

2.1 射频噪声干扰

雷达接收机有一定的带宽, 当回波信号加干扰通过接收机后, 噪声将变成窄带白噪声。窄带白噪声可用窄带高斯过程表示。假设回波信号为Au (t) , 射频噪声干扰为n (t) , 信号的功率为[3]

${\rm P}{}_u=\frac{1}{2}{\displaystyle \int |}Au(t)|{}^2\text{d}t=\frac{1}{2}|A|{}^2=E(4)$

以h (τ) 表示匹配滤波器的脉冲响应, 则当信号和干扰同时通过滤波器时, 其输出为

s (t) =∫[Au (t) +n (t) ]h (τ) dτ (5)

输出噪声的平均功率为

Pn=2N0∫h (τ) 2dt (6)

式中:N0为噪声的功率谱密度。假定滤波器的输出信号在t=t0时刻形成了一个峰值, 则输出信号的峰值功率为

Pu′=|A|2∫|u (t0-τ) h (τ) dτ|2 (7)

此时, 信噪比为

$\left(\frac{S}{{\rm N}}\right){}_{\max }=\frac{|A|{}^2{\displaystyle \int |}u(t{}_0-\tau )h(\tau )\text{d}\tau |{}^2}{2{\rm N}{}_0{\displaystyle \int h}(\tau ){}^2\text{d}\tau }(8)$

化简得到$\left(\frac{S}{{\rm N}}\right){}_{\max }=\frac{E}{{\rm N}{}_0}$, 即匹配滤波器输出的信号峰值功率和噪声干扰平均功率之比为信号能量和噪声功率谱密度之比。但在实际应用中, 只关心滤波器输出的主瓣和最大旁瓣之差, 以此衡量干扰对脉冲压缩的影响。

2.2 噪声调幅干扰

噪声调幅信号的表达形式为

J (t) =[U0+Un (t) ]cos (ωjt+φ) (9)

式中:U0为常数, 表示载波电压;调制噪声Un (t) 为均值为0、方差为σ${}_n^2$的高斯白噪声;φ为[0, 2π]均匀分布、且与Un (t) 独立的随机变量。噪声调幅信号的总功率为

${\rm P}{}_J=\frac{U{}_0^2}{2}+\frac{\sigma {}_n^2}{2}(10)$

即噪声调幅信号的总功率等于载波功率加上调制噪声功率的一半, $\frac{U{}_0^2}{2}$为直流部分, $\frac{\sigma {}_n^2}{2}$为交流部分, 即噪声调幅信号随机包络的起伏功率。一般只有交流部分才能在雷达终端形成遮盖性干扰, 称为有效干扰功率。这表明, 通过调幅以后, 调制噪声功率的一半能够成为有效干扰功率。

2.3 噪声调频干扰

噪声调频信号的表达式为

J (t) =Ujcos[ωjt+2πK∫${}_0^t$u (τ) dτ+φ] (11)

式中:调制噪声u (τ) 为零均值、广义平稳的随机过程;φ为[0, 2π]均匀分布, 且与u (τ) 相互独立的随机变量;Uj为噪声调频信号的幅度;ωj为调频信号的中心频率;K为调频斜率, 表示单位调制信号强度所引起的频率变化。

对于噪声调频干扰, 有效调频指数为

$m{}_{fe}=\frac{f{}_{de}}{\text{Δ}F{}_n}(12)$

式中:fde为有效频偏。当mfe≠1时, 脉冲压缩输入端干扰功率谱为[4]

$G(f)=\frac{{\rm K}U{}_j^2}{2}\cdot \frac{1}{\sqrt{2\text{π}}f{}_{de}}e{}^{\frac{f{}^2}{2f{}_{de}^2}}(13)$

只有$\left[-\frac{\text{B}}{2}‚\frac{\text{B}}{2}\right]$内的很小一部分干扰功率进入脉冲压缩滤波器, 其功率谱可近似看成零均值高斯噪声的均匀谱, 因此, 信号和噪声调频干扰的功率谱为

$G{}_x=\left|U(f)\right|{}^2+{\rm N}{}_0(14)$

在$\left[-\frac{B}{2}‚\frac{B}{2}\right]$内, Gx的形状与$\left|U(f)\right|{}^2$基本相同, 滤波器输出主瓣宽度与不加干扰时相同, 干扰对脉冲压缩的影响不明显。当mfe=1时, 几乎全部干扰功率进入接收机, 其功率谱为:

$G{}_x=\left|U(f)\right|{}^2+G(f)(15)$

由于G (f) 是类似于钟型的功率谱, 所以, 在$\left[-\frac{B}{2}‚\frac{B}{2}\right]$内, Gx与G (f) 相比差别较大, 脉冲压缩输出受到了较明显的影响。

2.4 移频干扰

移频干扰是指转发式干扰机对接收信号放大的同时对频率进行调制, 然后再转发给雷达。线性调频信号的模糊图函数存在时延和频移的强耦合, 压缩信号的主峰出现时间相对于无多普勒频移超前或滞后。因此, 可通过频移实现线性调频雷达的距离拖引干扰。当信号具有多普勒频移时,

$s(t‚\omega {}_d)=A\cos [(\omega {}_0+\omega {}_d)+\frac{\mu t{}^2}{2}](16)$

这时滤波器的输出为s (t, ωd) 和h (t) 的互相关函数[5]

$g(t‚\omega {}_d)=\sqrt{\frac{2\mu }{\text{π}}}A{\displaystyle {\int }_a^b\cos }[(\omega {}_0+\omega {}_d)t+\frac{\mu t{}^2}{2}]\cdot \cos [\omega {}_0(t-\tau )-\frac{1}{2}\mu (t-\tau ){}^2]\text{d}\tau (17)$

化简得

$g(t‚\omega {}_d)=\sqrt{\frac{2\mu }{\text{π}}}\cdot \frac{\sin \frac{\omega {}_d+\mu t}{2}({\rm T}-|t|)}{\omega {}_d+\mu t}\cdot \cos \left(\omega {}_0+\frac{\omega {}_d}{2}\right)t(18)$

由式 (18) 可看出, 主峰在$t=-\frac{\omega {}_d}{\mu }$时刻出现, 当ωd为正时, 主峰出现的时刻相对于ωd=0时主峰出现的时刻超前;当ωd为负时, 主峰出现的时刻将滞后。随着|ωd|的增大, 主峰的宽度增加而高度下降。

3 结束语

论文介绍了线性调频信号脉冲压缩原理, 分析了射频噪声、噪声调幅、噪声调频和移频干扰对线性调频脉冲压缩雷达的干扰效果, 得出以下几点结论:

(1) 脉冲压缩雷达信号通过匹配滤波器后, 有较高的增益, 输出信号脉冲宽度很窄, 所以利用射频噪声、噪声调幅和噪声调频干扰对雷达实施有效压制性干扰时, 要求干扰机必须在功率上占绝对优势;

(2) 线性调频信号在距离-速度间存在着强耦合, 当对其施加移频干扰时, 所需的信干比不大就能实现干扰目的;

(3) 要达到同等干扰效果, 所需的干扰信号功率不同, 移频干扰最小, 噪声调频干扰 (mfe=1) 次之, 再次是射频噪声干扰, 噪声调幅干扰最大;

(4) 噪声调幅干扰和移频干扰的信号调制形式对线性调频脉冲压缩雷达的干扰效果影响比较大。

摘要：脉冲压缩雷达有很强的抗干扰能力。文章针对线性调频脉冲压缩雷达的工作过程和抗干扰原理, 分析射频噪声干扰、噪声调幅干扰、噪声调频干扰及移频干扰的特点和性质, 讨论脉压雷达抗这4种干扰的能力。

关键词：线性调频,脉冲压缩,抗干扰能力

参考文献

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[4]魏刚.雷达对抗工程基础[M].成都:电子科技大学出版社, 2008:126-129.

雷达脉冲序列 篇6

关键词：内容可寻存储器,现场可编程门阵列器件,分选,关联比较器

0引言

现代电子战环境日趋复杂, 信号日趋密集, 新体制雷达不断出现, 雷达信号的各个参数以各种规律变化, 因而从密集复杂的信号环境中分选和识别各种新体制雷达信号就成了电子战信号处理的一大难题[1]。为了满足电子支援措施 (ESM) 实时信号分选的需要, 对处理器的处理时间提出了较高的要求:不仅要求处理器的硬件结构具有良好的设计和可不断优化的空间, 而且要求器件有较高的集成性, 这些已成为不可忽视的因素。经过对相关器件的深入分析和研究, 本文采用高速现场可编程门阵列器件 (FPGA) 替代中小规模集成芯片来设计三参数关联比较器, 从而实现预分选器设计。

1基于关联比较器的信号预分选原理

关联比较器技术对高密度信号环境下的硬件预分选有着积极和重要的意义[2]。关联比较器用于信号预分选的思路源于传统信号处理方法中的辐射源参数匹配方法。目前, 电子战系统中对雷达信号实时分选可利用的信息仍然是雷达信号的五大参数[3,4]:载频 (RF) 、脉宽 (PW) 、到达方位 (DOA) 、到达时间 (TOA) 、脉幅 (PA) 。其中RF一般集中在若干离散的频率点上, 聚敛性好, 因此是侦察信号处理中最重要的特征之一;DOA取决于雷达和侦察机的相对方位角, 当雷达与侦察机之间没有相对运动时, DOA为常数, 存在相对运动时, DOA变化缓慢, 该参数不受雷达信号本身影响, 也是侦察信号处理中最重要的特征之一;由于雷达信号PW本身比较稳定, 数值分布较集中, 具有很好的平稳性和聚敛性, 因此也可以作为分选特征之一;由于影响PA的因素太多, 使PA的平稳性较差, 可信度不高, 一般不作为分选依据;而TOA一般作为主处理器的主要分选、识别参数, 一般也不作为预处理分选依据。因此从理论上讲预处理可利用的有3个参数:RF, PW, DOA。

分选系统的框图如图1所示, 脉冲分选分为预分选和主分选两部分, 预分选为RF, PW, DOA三参数联合分选, 由FPGA完成;主分选为重频 (PRI) 分选, 由DSP完成[5]。

根据RF, PW, DOA构成的三参数关联比较器原理如图2所示。每部雷达信号在空间占据一个小盒, 小盒的中心坐标可以认为是雷达参数, 小盒的尺寸取决于参数容差, 这与接收机的测量精确度有关[6]。只要测量达到一定精确度, 选取合适的容差范围, 就可以对此小盒内的脉冲进行去交错, 最后确定脉冲序列的存在。

2关联比较器的设计

由于辐射源特征的多样性以及脉冲参数测量误差的引入, 使雷达截获系统脉冲去交错存在以下两方面的问题:

(1) 由于参数抖动或存在测量误差, 使得参数是一个由上下门限界定的一个范围。

(2) 由于存在参数捷变或参数分集, 使得参数存在多值 (如频率捷变、分集等) 。

传统的关联比较器[7]的原理图如图3所示, 这种方法是给每个参数设定一个容差, 将每个脉冲的PDW与各参数容差进行比较, 实际上就是与RF, DOA, PW的最大值与最小值做比较, 如果都落在容差范围内, 则产生相应路数的单路匹配信号MATCH。这种方法能够解决第一个问题, 但是对于参数捷变雷达则不能进行分选。另外, 由于每一路只能配置一组雷达参数, 对于日益复杂的电磁环境, 这种方法已不适应。

本文在传统的关联比较器上进行改进, 设计了基于CAM (Content Addressable Memory) 的关联比较器。CAM是一种专门为快速查找数据地址而设计的存储器, 通过把输入数据与其内所存数据同时相比较, 能快速确定输入数据是否与其内部某个数据或几个数据相匹配。CAM的数据寻址方式因不同应用要求而不同, 最快方式下仅需要一个时钟周期便可完成对所有数据的寻址。

与RAM一样, CAM也是采取阵列式数据存储, 其数据的写入方式与RAM相类似, 但CAM的数据读取方式却不同。在RAM中, 输入的是数据地址, 输出的是数据, 而在CAM中输入的是所要查询的数据, 输出的是数据地址和匹配标志[8,9]。

在RAM中, RAM的存储容量由地址线宽度所确定。例如, 10 b宽地址总线的RAM存储容量为210=1 024 B, CAM却没有这个限制, 因为它不是采用传统的通过地址读取数据的方式。如要从1 024 B中查询某一数据, 输入数据宽度为8 b, 若数据存在, 则输出匹配标志和10 b宽的数据地址。因为CAM不是采用传统的地址线模式读取数据, 存储空间可以很容易的扩展, 输入数据线宽度只由需查询的数据位数决定。图4为数据读取模式下的RAM和CAM。

基于CAM的关联比较器原理如图5所示, 三个CAM中分别存储了多部雷达的RF, DOA, PW参数。当PDW进来时, 如果CAM中有与之匹配的参数, 则MATCH标志位输出1, 并输出参数地址, 根据输出三个CAM输出的地址和MATCH标志位判定辐射源编号。同传统方法一样, 这种方法也可以进行多路组合, 实现对PDW的高速处理。

3基于CAM的关联比较器的FPGA实现

本文使用的FPGA为Xilinx公司Virtex 4系列的XC4VSX55。ISE 11.1为用户提供了CAM版本为6.1的IP核[10], 其配置界面如图6所示。

3.1 地址匹配类型

CAM输出地址匹配类型有三种配置, 默认为binary encoded, 也就是输出匹配的地址信息。另外, 也可以配置成single-match unencoded和multi-match unencoded, 这两种模式输出的就是一个位数与CAM内数据个数相同的二进制编码, 与之匹配的位为1, 其余为0。例如, CAM中有8个数据, 输入的数据与第3个数匹配, 则输出00100000。

3.2 三态模式

标准三态模式是指写入CAM的内容可以为1, 0和X, X是指不关心的位, 任何值与X比较的结果都是认为是匹配的, 比如与10X1匹配的内容为1011, 1001。增强三态模式比标准模式多了一个U, U和X刚好相反, 指的是任何值与U比较的结果都是认为是不匹配的。

经过对CAM核的分析, 三态模式中X的引入可以实现一对多的匹配, 这样CAM中的一个值不但可以对应容差范围内的多个值, 也可以对应参数捷变雷达的中参数的多个值。例如, 雷达的频率参数范围是01111100b≤RF≤01111111b, CAM中只要预存二进制数011111XX就可以实现。利用这个原理, 本文使用Active-HDL 8.2软件在FPGA中实现了预分选器的设计。

对CAM和RAM单元的初始化数据写入既可预先初始化, 也可在系统工作过程中实时更新。在雷达信号预分选应用中可将已知辐射源库利用初始化内存文件对CAM和RAM进行初始化。对未知辐射源参数可在系统工作过程中实时动态写入。

图7为在Active-HDL 8.2中的仿真图, 从输入的PDW可以得到PW=101, DOA=162, RF=202, 三个参数分别进入相应的CAM中得到匹配结果和匹配标志, 最终得到与编号为18的雷达匹配。

4结语

基于CAM的关联比较器在雷达信号预分选中具有重要意义, 能够极大地提高信号分选的速度, 为后端处理节省更多的时间。本系统在FPGA内设计了基于CAM的关联比较器, 实现了雷达信号的快速预分选, 达到了实时性和可靠性的要求。

参考文献

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[9]徐欣, 李宗华.基于FPGA的内容可寻址存储器研究设计与应用[J].国防科技大学学报, 2001, 23 (5) :69-73.

脉冲压缩技术在雷达系统中的应用 篇7

1 脉冲压缩概述

采用窄脉冲实现远作用距离的一个严重局限性是大脉冲能量要有高峰值功率。特别在高频时, 雷达的传输线会因为高峰值功率而被电压击穿。如果峰值功率受到击穿的限制, 则脉冲就不会有足够的能量。例如, 一部雷达, 它的脉冲宽度为1µs, 峰值功率为1MW, 那么这个脉冲中的能量为1J。一个1µs的脉冲它的距离分辨力为150米, 如果想要得到15厘米的分辨力, 脉冲宽度必须减小到1ns, 而且它的峰值功率要增加到109W, 这样才能维持1J的脉冲能量。由于这是一个非常大的峰值功率, 在微波雷达频段的传输线上使用肯定会被击穿。

2 线形调频脉冲信号及其压缩过程

线形调频脉冲信号是最早应用于脉冲压缩中的大时宽带宽乘积信号。对宽脉冲进行调制, 可被认为沿着脉冲的不同部分在相位或频率上设置不同的“标志”。例如, 线形调频信号在频率上的变化是沿着脉冲分布的, 使得脉冲的每一小段对应于一个不同的频率。调制脉冲通过一条色散延迟线, 该延迟线得延迟时间是频率的函数, 脉冲的每一段都经过不同的延迟, 这样在色散延迟线中, 脉冲的下降沿可能被加速, 而上升沿被减速, 以便它们“走到一起”, 从而完成宽脉冲压缩。

2.1 线形调频脉冲信号概述

线形调频信号是通过非线形相位调制或线形调频 (LFM) , 从而获得大时宽带宽积的, 这种信号称为chirp信号, 线形调频信号是目前应用最为广泛的一种脉冲压缩信号。采用这种信号, 雷达既可获得远作用距离又可以获得高距离分辨力。它的优点是:所用的匹配滤波器对回波信号的多普勒频移不敏感。因而可以用一个匹配滤波器来处理具有不同多普勒频移的信号, 这将大大简化信号处理系统。线形调频信号的产生和处理比较容易, 而且技术上比较成熟, 所以它获得了广泛应用。它的主要缺点是:存在距离与多普勒频移的耦合及匹配滤波器输出旁瓣较高。为压低旁瓣采用失配处理, 这将降低系统的灵敏度[1]。

线形调频信号可以表示为:

为矩形函数。

线形调频信号的时域波形如图1所示, 其频谱如图2所示[2]。

2.2 线形调频信号的压缩原理

脉冲压缩的过程就是匹配滤波, 脉冲压缩的基本原理如图3所示[3]。

3 结语

雷达技术的发明, 最初的功能是为了敌我识别。到如今对于航管雷达来说, 其在空中交通管制中扮演了非常重要的角色。为了更准确的显示目标位置, 雷达的作用距离、分辨率和测量精度等性能指标尤为重要, 也对这些指标提出了越来越高的要求。在早期, 为了增加雷达系统的检测能力, 可以增加雷达发射的功率来实现。在峰值功率受限时, 也可以增加发射脉冲宽度;而增加了脉冲宽度, 距离分辨率又受到了影响;而为了提高系统的距离分辨率, 又要求发射脉冲尽量窄。这种条件下, 脉冲压缩技术被提出, 其作为现代雷达的重要技术, 有效的解决了雷达分辨率力和平均功率间的矛盾。本文着重介绍了脉冲压缩的基本原理, 在今后的工作中, 本人将继续开展关于数字脉冲压缩方面的学习。

参考文献

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