双变流器

双变流器（精选五篇）

双变流器 篇1

UPS电源系统的输出波形经历了从简单的方波到正弦波的发展过程,电路结构也由单变流器发展到双变流器,性能有了明显的提高。目前,性能最好的电路拓扑结构类型是由双PWM变流器组成的串并联补偿式UPS(delta变换UPS),由于其在电网供电模式下采用了部分功率补偿式变换技术,在电网正常供电时的运行效率是很高的。但是,当电网停电时,只有并联的主变流器工作在高频SPWM逆变状态,维持向负载供电,而串联变流器处于闲置状态。在这种情况下,一方面未能充分利用整个UPS电源系统的功率容量,另一方面主变流器工作在全功率高频SPWM模式下,效率不高。笔者研制了一种新型的串并联单相UPS电源电路拓扑结构[1],采用了与现有串并联UPS电源系统不同的电路结构和工作模式,使UPS电源系统在停电逆变模式下的运行效率得到了提高。

12种串并联UPS电源系统主电路结构的差别

图1给出了2种UPS电源系统的主电路原理图。从表面上看,只是交换了串、并联变流器位置,但是系统的工作过程有很大的差别,主要表现在以下2个方面。

(1) 电网供电运行模式

图1(a)中串联变流器工作在电流源模式,并联变流器工作在电压源模式。而图1(b)中串联变流器工作在电压源模式,补偿电网电压与额定输出电压之差;并联变流器工作在电流源模式,起校正功率因数、补偿谐波和稳定直流侧电压的作用。

(2) 电网停电逆变运行模式

图1(b)中2个变流器同时协调工作,其中并联主变流器工作在低频(50 Hz)开关状态,其输出波形如图2所示。

图2中曲线1(实线,其中t1～t4分别对应于功率开关转换时刻,纵坐标为输出正弦波峰值)为脉冲电压波形,串联辅助变流器工作在电压源高频PWM状态,曲线2(虚线)为补偿波形,2个变流器的输出电压串联叠加后为标准正弦波形。

2新型UPS电源系统主电路结构及工作原理

新型串并联UPS电源系统主电路如图3所示。

Ⅰ-并联主变流器;Ⅱ-串联辅助变流器; Ⅲ-公共直流母线、蓄电池组及直流电压转换电路

2.1 直流侧电压切换电路

图3中,蓄电池分为2组,标称电压EC1=EC2=216 V。在供电正常时,系统2个变流器都工作在高频PWM状态。众所周知,电压型PWM变流器在工作时,其直流侧电压必须大于交流侧的峰值电压。系统在电网正常供电时,二极管D10导通,D9、D11截止,2组蓄电池处于串联浮充电状态,直流侧电压Ud=EC1+EC2≈470 V。当电网停电时,D9、D11导通,D10截止,2组蓄电池并联向逆变器供电,Ud=EC1=EC2≈216 V,该电压近似为图2中曲线1的幅值(忽略开关管导通压降),约为系统输出正弦波电压峰值的三分之二。直流侧电压自动切换电路满足了系统分别工作在电网供电与停电2种运行模式下对变流器直流侧不同的电压要求[1]:电网供电模式下Ud>Uom;电网停电逆变模式下undefined为输出电压峰值)。

2.2 并联变流器的电路结构及运行控制

并联变流器的结构要求:在电网正常供电时,工作在高频PWM状态,向直流侧供电,同时调节系统的功率因数;停电时能够输出如图2所示的阶梯波(三电平运行模式,其输出零电平时输出端必须是低阻抗,因为输出端还串联有另一个变流器)。因此,电路结构采用单相桥式电路。

并联变流器停电逆变模式下的运行控制相对简单:V1、V2为一组互补开关,V1(上桥臂)导通、V2(下桥臂)截止的开关函数为1,V2导通、V1截止为0;同理,V3导通、V4截止为1,则2组开关共有4种状态组合:M0(开关函数为00)、M1(01)、M2(10)、M3(11),其中,M0、M3均为零电平输出,M1状态输出正电平Ud、M2状态输出负电平-Ud。控制方法是根据参考正弦波电压相位决定变流器的工作状态,对应图2中的跳变时刻t1～t4,如表1所示。

另外,在停电逆变运行模式下,蓄电池的端电压随蓄电池剩余电量的多少变化,若要求UPS电源系统的输出电压Uo在直流侧电压Ud变化时仍能够保持稳定,t1～t4的参数值要能够随Ud的变化作出相应调整。将并联变流器输出脉冲波uo1用傅立叶级数分解:

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其中基波分量的幅值为

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令U1m恒定,由此可得t1与Ud的关系式:

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式中:U1m=245 V[1];T=0.02 s为输出交流电的周期;t1～t4的单位为s。

2.3 串联变流器的电路结构

串联变流器不论是在电网供电模式还是在停电逆变模式下,均工作在高频PWM状态,采用全桥电路,变压器隔离输出。当电网正常供电时,变流器调节输出电压,具有现有串并联delta变换型UPS的部分功率补偿特点,系统运行效率高。当电网停电时,串联变流器用于补偿并联主变流器输出脉冲波电压与标准正弦波输出电压之差值,也可以实现输出电压的稳压。串联变流器的额定设计功率容量约占整个系统容量的30%。

对于功率容量不大的UPS电源系统,串联变流器最好采用开关性能好的功率MOS管作为开关器件,有助于降低开关损耗,提高系统整体运行效率。

2.4 系统运行模式的切换

新型串并联UPS电源系统有2种不同的运行模式,即电网供电模式和停电逆变模式。运行在电网供电模式过程中,系统不断检测电网状态,当发现电网停电时,立即断开与电网的连接,由电网供电模式切换到停电逆变模式。从电网供电模式向停电逆变模式切换所需时间根据停电发生时刻对应的参考正弦波相位的不同设置不同的阈值:t4≤t

在停电逆变模式下,系统依然可连续监测电网状态。发现电网恢复供电时,并联变流器根据电网相位逐步调整UPS电源系统内部的参考正弦波(输出电压)相位,当参考正弦波相位与电网的相位锁定(同步)时,系统运行模式由停电逆变模式切换到电网供电模式。

3控制策略

新型UPS电源系统采用DSP数字控制器,电网供电模式的控制策略与现有的串并联UPS电源系统控制策略类似[2,3,4,5],相关的资料很多,此处不再赘述。这里主要介绍停电逆变模式的控制策略。

停电逆变模式下的控制系统框图如图4所示。其中,参考正弦波电压源在电网供电模式时,由数字锁相环[4]实现与电网同频同相运行(锁定状态),在停电逆变模式时独立运行在50 Hz。由参考正弦波电压ur相位与直流侧电压Ud按式(3)获得t1～t4数据,经脉冲形成电路驱动并联变流器产生图2中曲线1所示的脉冲波输出电压,脉冲电压幅度为±Ud(EC1);并联变流器的输出电压与标准正弦波额定输出电压(参考正弦波)的差值作为串联变流器的PWM调制指令信号,经调制器驱动串联变流器工作在高频PWM逆变状态,输出图2中曲线2所示的补偿波电压。2个变流器的输出电压串联叠加后经输出低通滤波器得到符合UPS指标要求的正弦波输出电压uo。增加闭环PI调节环节有助于减小系统输出的电压误差。

4仿真结果及分析

为了验证本文所提出的新型UPS电源系统的可行性,对系统进行了基于Matlab6.5平台的建模与仿真验证。本系统的仿真参数:输出电压峰值Uom=1(归一化处理),电源频率f=50 Hz,仿真采样时间Ts=1 μs,串联变流器PWM开关频率fs=20 kHz,输出滤波器参数为0.000 16,并联变流器状态转换时间参数t1=1.08 ms。

图5是在停电逆变模式下的新型UPS电源系统的仿真波形,其中曲线B和曲线C还存在少量的PWM载波分量;曲线D的输出波形已经是非常平滑的正弦波。

A-并联变流器输出电压波形;B-串联变流器输出电压波形; C-2个变流器输出波形合成;D-系统最终输出电压波形

图6是新型UPS电源系统输出电压的频谱图(19次以内)。从图6可看出,除50 Hz基波外,其总谐波有效值小于0.5%,可见输出电压的谐波含量完全达到了UPS电源系统的指标要求。

5结语

新型串并联双变流器UPS电源系统在电网停电运行模式下采用低频(50 Hz)脉冲波与高频PWM调制补偿波相结合的方案,利用脉冲波变流器逆变效率高的特点,其谐波由串联变流器补偿,可以获得良好的输出波形。实际系统运行时,并联变流器输出功率(基波)约占系统总输出功率的79%,串联变流器约占21%。由于并联变流器承担系统变换功率的主要部分,且工作频率低,开关损耗小,可以有效提高系统的整体效率。另外,通过调整并联变流器的开关导通时间t1～t4,即使在停电逆变模式运行时直流侧电压Ud波动也可以实现输出交流电压的稳定。综上所述,按上述电路拓扑结构完全可以制作出性能优良的UPS电源系统。

参考文献

[1]韩微,李良光,张运乾.一种双变换器UPS拓扑结构的研究[J].电气应用,2007(1).

[2]熊慧洪.采用电感电流内环的UPS控制策略研究[J].电力电子技术,2003(4).

[3]邹祖冰.电压型PWM逆变器的自抗扰控制策略[J].电工技术学报,2004(2).

[4]王归新.UPS逆变器电压控制的Delta调制策略研究[J].中国电机工程学报,2004(9).

[5]李勋.双变流器串-并联补偿式UPS控制策略研究[J].中国电机工程学报,2003(10).

[6]皮大能.基于DSP的高精度UPS锁相技术[J].电力电子技术,2005(10).

[7]马学军.一种新的基于DSP的高精度UPS数字锁相技术[J].电气应用,2006(2).

双变流器 篇2

目前,煤矿提升机电力拖动系统大多采用交流调速技术。常见的交流调速技术方案有:绕线转子异步电机转子回路串电阻调速;晶闸管串级调速;同步电机交-交变频调速;同步电机三电平交-直-交双边PWM变流器变频调速等。从调速系统的功率容量考虑,这些调速方案可分为两大类型:第1类是转差功率调节型,例如转子串电阻调速、晶闸管串级调速。这两种调速方案的不同之处在于:转子回路串电阻调速是将定子绕组输入的多余能量消耗在转子回路电阻上,而串级调速则可以将定子侧输入的多余能量通过转子侧变流器回馈电网;这些调速方案中被调节的功率是小于电动机定子绕组输入功率的,属于部分功率调节型[1]。第2类是直接变频调速,其电动机的输入电功率全部来自变频器,属于全功率调节型。因此,变频器的额定功率容量必须要大于或等于电动机的额定功率容量。

交流调速技术中还有双馈调速方案,虽然调速系统的结构要复杂一些,但其具有许多优点:可降低变流器的功率容量等级;可提高电机的实际输出功率;可实现用较低电压等级的变流器拖动较高电压等级的电机;属于部分功率调节型,调速系统整体效率高;采用交-直-交双边PWM变流器,调速系统整体功率因数高[2]。这一交流调速技术方案被认为是现有煤矿的中高压交流提升机调速系统技术改造的最佳选择方案[3]。

2 提升机双馈调速启动模式

绕线转子异步电动机交-直-交双边PWM变流器双馈调速系统标准模式主电路结构如图1所示。调速系统主电路包括网侧配电变压器T、网侧电压源型PWM整流器(VSR)和电机转子侧变流器。

2.1标准双馈调速系统直接启动模式

目前,双馈调速技术应用比较成熟的是风机、水泵和风力发电等系统的调速[4],这类流量型负载在实际应用中有几个明显特征:

1)调速系统非频繁启停,对启动的加速度没有严格限制;

2)负载力矩与电动机的转速有关,低速时负载力矩小;

3)正常运行时系统要求的调速范围不大,一般在±15%～±30%范围内。

这类负载的双馈调速系统常见的启动方案是直接慢启动,也有采用转子绕组串电阻辅助启动的。这两种启动方案的优点是控制系统结构相对较简单;不足之处是在系统启动初期,由于电动机的转速很低,变流器要承受较大的转差功率。不过,由于转差功率的大小与负载转矩和电动机的转差率成正比,最大转差功率依然可以承受。

2.2提升机双馈调速混合启动模式

煤矿提升机的负载特性和运行特点与风机、水泵等流量型负载有很大差别,主要表现在:

1)要求调速系统频繁启停,一个运行周期一般只有1～2 min;

2)大机械惯量,位能型负载,重载启动,负载力矩与系统的运行速度关系不大;

3)调速系统除高速运行段外,还有低速爬行段,要求系统的调速范围比较大。

如果提升机也采用直接启动模式,则在启动初期和爬行阶段,变流器要承受很大的转差功率,要求变流器的额定功率容量会比较大,调速系统的造价比较高。因此,提升机双馈调速系统最好是采用单双馈混合启动模式:在启动初期和低速爬行阶段采用变流器单馈,即正常的变频调速模式,中高速运行时采用标准双馈调速运行模式[5]。

低速单馈模式的主电路连接方式有两种,如图2所示。

图2a所示是最常见的变频调速系统的主电路连接模式,但是在实际应用中,这种连接模式存在2个问题:

1)一般的煤矿交流提升机所用绕线转子异步电机的功率容量都比较大,定转子参数不对称,转子侧电压比较小,电流比较大。例如,1台定子电压6 kV的电机,其转子堵转开路电压约1 kV。因此,会造成单、双馈两种不同连接模式下变流器的电压和电流容量不匹配;

2)电机绕组是感性负载,频繁地来回切换变流器与电机绕组的连接对变流器的安全稳定运行不利。

图2b是转子绕组接变流器,定子绕组短路的异步电机“倒拖模式”[6]。采用这种模式的好处是:变流器始终接在转子侧,不必来回切换,有利于变流器的安全稳定运行;不存在两种模式切换时带来的电压和电流的容量匹配问题。倒拖模式与正常模式的主要差别是电机的参考方向相反(包括Te和ω);电机的功率容量会略有下降。

实际的煤矿提升机双馈调速系统单、双馈混合启动模式的主电路连接如图3所示,图3中K1,K2为模式切换辅助开关。在低速单馈模式时,K1断开,K2闭合;在标准双馈模式时,K1闭合、K2断开。

3 提升机双馈调速控制策略

提升机交-直-交双边PWM变流器双馈调速系统的控制包括网侧变流器控制和转子侧变流器控制。网侧变流器的控制采用同步旋转坐标系下的空间矢量PWM(SVPWM)控制策略[7],设定网侧功率因数为1。控制目标是:稳定直流母线电压。

转子侧变流器在标准双馈模式下采用定子磁场定向矢量控制技术,磁链模型采用电压模型,控制目标是定子绕组电流最小(定子侧功率因数最优)[8]。在单馈倒拖模式下采用标准的转子磁场定向矢量控制技术;不过,由于是变流器接转子绕组的倒拖模式,实际定向的磁链依然是定子磁链。因为调速系统的这种连接模式主要是运行在低速状态下,且负载特性平稳,磁链模型采用电流模型[9]。

4 变流器功率容量仿真研究

仿真主要针对双馈调速系统标准双馈直接启动和单双馈混合启动两种模式下,变流器功率容量的差别进行对比研究。考虑到调速系统的2个变流器功率容量相同,本文只讨论转子侧变流器。单双馈混合启动模式的模式切换阈值设定为电机同步速的一半。

变流器系统仿真参数设置:变流器直流母线电压:700 V;负载力矩:50 N·m,加载时间:0 s;电机参数为额定功率Pe=10 kW,额定电压Ue=380 V,额定频率fe=50 Hz,互感L=0.172 2 H,转动惯量J= 0.2 kg·m2,定子电阻Rs=1.405 Ω,转子电阻Rr=1.395 Ω,定子漏感Ls=0.006 H,转子漏感Lr=0.006 H,极对数p=2。考虑到提升机系统的转动惯量比较大,将电机转动惯量设为0.2 kg·m2。

4.1标准双馈直接启动运行模式仿真

标准双馈调速直接启动运行模式下,系统仿真的速度给定及响应波形如图4所示,速度范围包括亚同步和超同步,加减速和爬行状态;仿真结果见图5～图8。

4.2标准双馈模式仿真结果分析

整个仿真周期共分为6个时间段,分别对应调速系统的不同运行状态。

1)启动加速阶段。在1 s以前,系统以恒定加速度启动,速度线性增长,电磁转矩稳定在约80 N·m;变流器输出电流的频率逐渐下降,但幅度基本不变;定子侧电网的输入有功功率和视在功率都稳定在约14.5 kW(kV·A),变流器的瞬时视在功率从约8.5 kV·A逐渐减小。其中在0.9～1 s时间段,由于系统设定的加速度比较大,电机转子绕组的转差功率已经不够维持转子侧的电流了,变流器开始向转子绕组注入有功功率。

2)在1～2s时间段。电机以略低于同步速稳态运行,电磁转矩与负载转矩平衡;定子侧输入功率稳定在约8.5 kW,变流器功率小于500 V·A。

3)在2～2.5s。系统继续加速到接近1.5倍同步速,变流器向转子绕组输入有功功率,最大约5 kW。

4)在2.5～3.5s时间段。系统处于超同步稳定运行状态,变流器输入有功功率约3 kW,定子侧输入有功功率约8.5 kW,即电机的实际运行功率约11.5 kW。在这种状态下,虽然电机的实际输出功率已经超过了其额定值,但定转子绕组的实际工作电压、电流和频率均没有超过额定值;因此,只要调速系统的机械强度足够,长期运行在这种状态下是没有问题的。

5)减速段。3.5～4.5 s。电磁转矩约7 N·m,定子侧输入功率约1 kW;从图5可以看出:大约在3.8 s电机越过同步速;变流器功率小于500 W。

6)爬行阶段。4.5 s以后。在此时间段,电机转速约5 rad/s;定子侧输入功率约8.5 kW,转子侧输出转差功率约5 kW。

7)在整个运行周期中,变流器最大瞬时功率约8.5kV·A。在爬行阶段,输入定子绕组的功率不小,电机输出的机械功率不大,变流器承受较大的转差功率,系统的损耗比较大。另外,从图7中还可以看出,在整个运行周期中,定子侧的无功功率始终近似为零。

4.3单双馈混合启动模式仿真

双馈调速系统采用单双馈混合启动模式时,转子侧变流器仿真的速度给定和其它设置与标准双馈调速直接启动模式相同。当电机转速小于或等于同步速的一半时采用单馈倒拖模式,否则采用标准双馈模式。为简单起见,这里只研究变流器的瞬时视在功率,仿真波形如图9所示。图9中显示:在0.5 s时系统由单馈模式切换为双馈模式;在4.2 s时由双馈模式切换为单馈模式。

从图9可以看出:采用单双馈混合启动模式的变流器瞬时功率容量最大值只有约5.3 kV·A;在爬行阶段变流器功率约1.6 kV·A。对比图8可以得出如下结论:采用单双馈混合启动模式提升机双馈调速系统的变流器最大功率容量可以减小约38%。另外,在爬行段,由于消除了调速系统多余的转差功率交换,还可以提高调速系统的整体运行效率。

5 结论

提升机交-直-交双边PWM变流器双馈调速系统采用单双馈混合启动模式,虽然控制系统的结构要略复杂一点,但可以有效地降低变流器的功率容量和调速系统的造价;另外,双馈调速技术可以实现用较低电压等级的变流器拖动较高电压等级的电机,还可以有效提升现有电机的实际运行功率容量;在现有煤矿中高压交流提升机技术改造中具有重要现实意义。

摘要：根据煤矿提升机的负载特性与运行特点,研究交流提升机交-直-交双边PWM变流器双馈调速系统在分别采用直接启动和单双馈混合启动两种不同模式条件下,变流器的额定功率容量差别。通过Matlab软件仿真对比,证实了煤矿提升机双馈调速系统采用单双馈混合启动模式的变流器额定功率容量,要比直接启动模式的变流器额定功率容量降低约38%。

关键词：煤矿提升机,双馈调速,变流器,功率容量,异步电机

参考文献

[1]王清灵,顾军.矿井提升机斩波串级调速系统的研究[J].工矿自动化,2008(6):19-22.

[2]罗书克,冯高明.双馈调速在提升机的应用[J].煤矿机电,2006(6):18-20.

[3]何晓群.矿井提升机调速和控制系统的发展[J].工矿自动化,2009(7):121-125.

[4]解仑,杜沧,董冀媛,等.大容量异步电动机双馈调速系统[M].北京:机械工业出版社,2009.

[5]郑艳文,柴建云,李永东.一种宽转速范围的双馈电机调速系统[J].电机与控制应用,2009(9):8-12.

[6]李良光,王聪,曹晓鸽.煤矿提升机双馈调速系统启动特性的研究[J].煤矿机械,2011,32(3):71-74.

[7]邹学渊,王京,张勇军.三电平电压型PWM整流器的SVPWM算法研究[J].电气传动,2010,40(6):28-31.

[8]王克成,余达太.感应电动机双馈调速的3种最佳控制方法[J].北京科技大学学报,1999,21(4):400-402.

双变流器 篇3

关键词：变流器,载波移相并联,环流,直驱风力发电

0 引言

风力发电是最有应用前景的可再生能源之一,近年来得到了快速发展。当前应用最为广泛的双馈感应发电机需要昂贵且难以维护的齿轮箱,使得其安全可靠性降低[1]。随着功率半导体器件容量的不断增大和永磁材料性能的改善,低速永磁直驱风力发电系统不需要齿轮箱,具有更宽的风速捕捉范围和高可靠性等优点,正得到越来越多的关注[2,3,4,5]。

在直驱风力发电系统中,整流侧有4种常用结构:二极管整流、二极管整流+Boost升压、相控整流、四象限整流[1,2]。其中前3种变流器结构有许多固有缺点,而双脉宽调制(PWM)变流器可以四象限运行,功率可以双向流动、控制灵活[1,2,3,4,5,6]。当风力发电单机容量提高到兆瓦级以上时,变流器单模块结构受到器件容量、开关频率、散热、可靠性等条件的限制。采用变流器载波移相并联可以有效改善上述不足,但仍存在控制系统复杂和环流等问题。

本文以低速永磁直驱2 MW风力发电变流器设计为原型分析了双PWM载波移相并联系统低谐波、故障冗余特性,并针对并联带来的环流问题,建立了环流数学模型,提出了一种环流控制方法。为解决环流控制和载波移相并联带来的控制复杂问题,采用了基于数字信号处理器(DSP)和现场可编程门阵列(FPGA)的高性能实时控制方案。通过仿真和实验对系统的可靠性、谐波特性、环流抑制、硬件实现等关键设计点进行了验证分析。

1 基于载波移相的并联变流器技术

1.1 主电路结构

图1(a)是双PWM永磁直驱风力发电系统简图,图中机侧和网侧变流器均采用PWM变流器,一侧的电压源变流器详细结构如图1(b)所示。

如图1(b)虚线框部分所示,每个变流器单元由一个三相半桥组成,不同模块之间通过电感L并联,n个模块共直流母线。

1.2 载波移相并联技术消谐特性

图1(b)中各个独立单元受同一个控制器控制,共享同一个调制信号,不同模块之间的三角载波移相Tc/n,如图2所示。

载波移相调制技术等效开关频率得到成倍的提高[7]。以3个单元载波移相并联为例,如果每个单元的开关频率为3 kHz,则总输出电流只含9 kHz及其倍数次谐波。采用载波移相技术在满足相同的谐波标准下,输出滤波电感减小,因而输出滤波器引起的基波压降减小,降低了对直流母线电压的需求。另外,载波移相使直流侧纹波电流大为减小,由此可减少对直流母线电容纹波电流的要求[6,7,8,9]。不利的是载波移相并联会造成并联单元间的环流。

1.3 可靠性

风力发电系统由于与电网连接,并且风场气候条件恶劣,不易维护,对系统的可靠性提出了较高的要求。本文采用的变流器载波移相并联技术在此方面具有很大优势,当一个模块发生故障时改变相应的载波移相角和限制系统的容量,其他模块还可继续工作;也可投入备用单元,系统仍可满功率运行。图3是一个模块发生故障时系统的输出电流波形。

由图3可见,单个模块的输出电流增大,总的输出电流没有变化,故障模块的移除并没有对系统动态过程造成明显影响,系统可继续安全运行。

2 环流抑制方法

2.1 环流模型

并联单元的离散性导致的低频环流会对系统造成不利影响。图4是变流器载波移相并联系统,可控半导体器件用一个理想开关来表示。

由图4,根据基尔霍夫电压定律可得各个并联模块a相的数学方程为:

$\{\begin{array}{l}(\text{p}L{}_1+R{}_1)i{}_{\text{a}1}=v{}_{\text{s}\text{a}}-(v{}_{\text{a}1}+v{}_{{\rm N}{\rm O}})\\ (\text{p}L{}_2+R{}_2)i{}_{\text{a}2}=v{}_{\text{s}\text{a}}-(v{}_{\text{a}2}+v{}_{{\rm N}{\rm O}})\\ ⋮\\ (\text{p}L{}_n+R{}_n)i{}_{\text{a}n}=v{}_{\text{s}\text{a}}-(v{}_{\text{a}n}+v{}_{{\rm N}{\rm O}})\end{array}(1)$

式中:p=d/dt为微分算子;vNO为直流母线负端到中点的电压。

令Zj=pLj+Rj (j=1,2,…,n),则得单个并联支路电流的通用表达式为:

$i{}_{kj}=-\frac{v{}_{kj}}{{\rm Z}{}_j}+\frac{v{}_{\text{s}k}-v{}_{{\rm N}{\rm O}}}{{\rm Z}{}_j}(2)$

式中:vkj,vsk(k=a,b,c)分别为变流器单元的输出电压和电源电压。

假定图5所示n个相同模块并联,并联点后的输出电流为基波正序电流,其中以第1个单元的环流为例:B1与B2之间的环流定义为ik1,2c,B1与B3之间的环流定义为ik1,3c,以次类推,B1与Bn之间的环流为ik1,nc,因此,第1个单元一相的总环流为:

$i{}_{k1\text{c}}=i{}_{k1‚2\text{c}}+i{}_{k1‚3\text{c}}+\cdots +i{}_{k1‚n\text{c}}(3)$

其他模块依次类推得环流的通用表达式为:

$i{}_{kj\text{c}}=i{}_{kj‚1\text{c}}+i{}_{kj‚2\text{c}}+\cdots i{}_{kj‚i\text{c}}+\cdots +i{}_{kj‚n\text{c}}(4)$

式中:k=a,b,c;j=1,2,…,n;i=1,2,…,n;i≠j。

一个桥臂与另一个桥臂间的环流可以表示为:

$i{}_{kj‚i\text{c}}=\frac{i{}_{kj}-i{}_{ki}}{n}(5)$

式中:ikj,iki分别为第k相第j和i个单元的相电流。

由式(5)和式(2)得每个桥臂的环流表达式为:

$\begin{array}{l}i{}_{kj\text{c}}=\frac{1}{n}{\displaystyle \sum _{i=1,j=1,i\ne j}^n[}\frac{v{}_{ki}}{{\rm Z}{}_i}-\frac{v{}_{kj}}{{\rm Z}{}_j}+\\ (v{}_{\text{s}k}-v{}_{{\rm N}{\rm O}})\left(\frac{1}{{\rm Z}{}_j}-\frac{1}{{\rm Z}{}_i}\right)](6)\end{array}$

如果单元间并联阻抗无差异,Z1=Z2=…=Zn=Z,则环流可以表示为:

$i{}_{kj\text{c}}=\frac{1}{{\rm Z}}{\displaystyle \sum _{i=1,j=1,i\ne j}^n(}v{}_{ki}-v{}_{kj})(7)$

一个单元输出的相电压vkj的双重傅里叶级数[8,9]为:

$\begin{array}{l}v{}_{kj}=\frac{{\rm M}V{}_{\text{d}\text{c}}}{2}\sin (\omega {}_{\text{f}}t-\phi {}_0)+{\displaystyle \sum _{m=1}^{\infty }{\displaystyle \sum _{h=-\infty }^{\infty }C}}(m,h)\cdot \\ \cos (m(\omega {}_{\text{c}}t+\phi {}_{\text{c}j})+h(\omega {}_{\text{f}}t+\phi {}_0))(8)\end{array}$

式中:

$C(m,h)=\frac{2V{}_{\text{d}\text{c}}}{\text{π}}\frac{\text{J}{}_h\left(\frac{m{\rm M}\text{π}}{2}\right)}{m}\sin \left(\frac{m+h}{2}\text{π}\right)$

Vdc为直流母线电压;M为调制比;ωf为基波频率;ωc为载波频率;φ0和φcj分别为基波和载波初相角;m为载波频率倍数;h为基波倍数;Jh为Bessel函数[3]。

定义第j个桥臂的三角波初相角为:

$\phi {}_{\text{c},j+1}=\phi {}_{\text{c}‚j}+\frac{2\text{π}}{n}(9)$

由式(7)和式(8)可得:当输出阻抗Z相同,同时vkj中只含有式(8)定义的分量,此时不存在低频谐波环流,但vkj中的高频载波分量的相位单元间依次错开一个式(9)的载波移相角,因此,会产生较大的开关纹波环流。高频谐波环流是载波移相消除谐波的原理所在,是系统固有的[2,3],其大小可通过增加环流阻抗即增大并联电感得到控制。由式(6)和式(8)可知:当系统不同单元的Zi、占空比dk由于并联单元系统的离散性或控制信号中存在零序分量从而使环流成分复杂,其低频分量影响系统的可靠运行[10,11,12,13,14,15]。低频环流由于频率低,增大并联电感无法有效增大低频环流阻抗,需采取其他控制措施。

2.2 低频环流控制策略

在本文研究的正弦波变流器条件下,把并联变流器整体看做一个功率变换单元,并联点后的电流输出作为反馈控制量,并控制为基波正序电流,见图6(a)(不包括环流控制部分)。因为变流器总的输出电流跟踪基波正序指令,并联点后的电流中只含基本正序电流,因此不能对单元间流通的环流进行控制。在总电流输出控制为基波正序时,各个单元间的环流利用以下方法就比较容易分解出来。其中一个三相单元的三相输出电流iaj,ibj,icj在dq同步旋转坐标系下的电流idj,iqj可由下式表示:

$\left[\begin{array}{l}i{}_{dj}\\ i{}_{qj}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{l}\overline{i}{}_{dj}+\tilde{i}{}_{dj}\\ \overline{i}{}_{qj}+\tilde{i}{}_{qj}\end{array}\right](10)$

式中:$\overline{i}$dj,$\overline{i}$qj分别为d,q轴的直流分量;$\tilde{i}$dj,$\tilde{i}$qj分别为d,q轴的交流分量。

如式(10)直流分量是基波正序电流,交流分量是负序或其他谐波分量。通过低通滤波器滤除交流分量,对于三相正弦波对称系统来说,滤波后的直流分量即基波正序输出量,通过Park逆变换把基波正序分量$\overline{i}$dj,$\overline{i}$qj变换到三相静止坐标系得到基波正序分量iafj,ibfj,icfj。用iaj,ibj,icj减去反变换得到的基波正序分量iafj,ibfj,icfj就得到环流分量iahcj,ibhcj,ichcj,以0作为参考量对环流反馈进行比例积分(PI)调节,其输出PIaoutj,PIboutj,PIcoutj加上三相总电流的反馈PI调节量控制变流器运行,见图6(a)。

图6(b)是环流检测环节框图,图6(a)是整个系统的控制框图,图中主控制环是检测三相总的输出电流进行反馈控制。各个分单元的控制信号是环流控制的输出量加上主控制环控制量驱动变流器运行。由于环流独立控制,可以更好地设计环流控制环的调节器参数。另外,增加一个模块只需相应增加一个变流器及其环流控制环,系统的模块化较好。

3基于FPGA的载波移相并联变流器实现方案

多模块并联因其模块多而且环流控制运算量比较大,因此对系统控制器的实现也提出了较高的要求。n个模块并联需要6n路PWM发生器,现有的单个DSP芯片没有足够的资源。为了解决这个制约问题,利用FPGA作为辅助处理器对PWM发生器和运算模块进行灵活扩展。图7是DSP和FPGA功能模块的接口和系统简图。其中一路PWM使用硬件编程语言写成IP核的形式,以此作为标准化模块扩展实现多路输出。图7中,占用较多计算时间的低通滤波器标准模块也放在FPGA上处理。采用并行运算结构,不但节约了DSP的计算时间,而且可以实现在DSP上难以实现的高阶滤波器,在同样衰减幅度下,高阶滤波器比低阶滤波器具有更小的相移,显著提高了系统的动态性能。

4 实验验证

基于上面的设计和控制系统实现,在一个模拟2 MW变流器结构的实验平台上对低速永磁直驱风力电变流器系统设计和控制的可行性进行了实验研究。实验结果验证了所提出的变流器设计方案合理有效。具体实验系统参数和实验结果参见附录A。

5 结语

本文系统地设计和分析了大功率直驱风力发电变流器载波移相并联的关键技术:谐波特性、可靠性、环流产生与抑制、系统的硬件实现。并针对模块间的环流问题进行了环流数学建模,提出了一种抑制低频环流的控制算法并取得了良好的效果。把耗时算法在FPGA上并行实现,提高了系统的实时性和模块化设计。

附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

双变流器 篇4

在电解电镀等工业应用中，经常需要低电压大电流（例如几十伏，几千至几万安）的直流电源。在这种情况下，可采用带平衡电抗器的双反星形可控整流电路，与诸如桥式电路等其他类型电路相比，其最大的优点为当电路中晶闸管数目相同时，双反星形电路可输出更大以至成倍的电流，即输出电流一定时，需要的晶闸管数目少。这就简化了相应的控制电路，节约了工业经济成本，所以广泛应用于工业生产中。但是双反星形整流器在并网运行时，其具有的强非线性的特点，相当于谐波污染源，给电网注入了大量的谐波及无功，造成了电网电压波动，功率因数下降等一系列严重影响电能质量及电力系统稳定性的问题。

对此，工业应用中必须采取有效的措施抑制此种负载产生的大量谐波和无功电流。本文采取将并联型APF和TSC相结合的TAPF补偿方案，对电解电镀等工业应用中常用的双反星形整流器负载产生的谐波和无功进行补偿。文章对双反星形整流器作了介绍，着重分析了TAPF补偿装置的结构，并对其补偿原理及控制策略进行了分析。通过Matlab仿真将TAPF系统与未补偿系统以及传统仅用APF补偿的系统进行了对比分析，验证了该方案的有效性和可行性。

1 双反星形整流器

工业中常用的双反星形整流器结构拓扑如图1所示。整流变压器的二次侧每相有2个匝数相同、极性相反的绕组，分别接成2组三相半波电路，即a,b,c一组，a′，b′，c′一组。a与a′绕在同一相铁心上，图中“·”表示同名端。同样b与b′，c与c′都绕在同一相铁心上，故得名双反星形电路。为了实现2组半波整流电路能够同时导通使每组各承担一半负载，可接入电感值为Lp的平衡电抗器。因此，与诸如桥式电路等其他电路相比，当电路中晶闸管数目相同时，双反星形电路的输出电流更大，常用于电解电镀等工业应用中来达到节约经济成本的目的。

2 TAPF补偿系统的结构与原理

2.1 TAPF系统的结构分析

图2为TAPF补偿系统的结构拓扑图。电解电镀等工业应用中的双反星形整流器负载作为谐波污染源产生大量的谐波和无功电流注入电网，采用混合补偿的TAPF方案，实时检测双反星形整流器负载产生的谐波和无功，APF补偿系统中的谐波电流，并且通过分组投切适当容量的电容器对系统进行无功补偿，通过设置多组不同容量的电容器进行投切，可以实现更大容量的无功补偿。TAPF补偿系统中的APF和TSC在运行时可根据负载容量的情况进行合理的容量搭配。

APF补偿环节由主电路、指令电流运算电路、电流跟踪控电路、驱动电路这4个基本电路组成[1]。其工作过程为：首先由指令电流运算电路检测出双反星形整流器在工作时输出电流中所包含的谐波和无功成分，得出要补偿的电流指令信号作为电流跟踪控制电路的输入，然后由电流跟踪控制电路输出控制信号，该信号经驱动电路放大去控制主电路中可控器件的门极打开或关断，使主电路输出补偿电流。此补偿电流与双反星形整流器负载产生的谐波与无功电流幅值相等，相位差180°，这样就能抑制与补偿电网电流中大量的谐波与无功成分。

谐波含量及无功成分通常用总谐波畸变率（Total Harmonics Distortion,THD）以及功率因数（Power Factor,PF）衡量，其表达式分别为：

由式（1）和式（2）可得电网功率因数与总谐波畸变率的关系为：

由式（3）可以看出THD值越小，即电网谐波含量越低，其功率因数就越高。

APF主电路是三相电压型PWM变流器，采用可控电力电子器件作为变流器的开关。有一个小容量的高通滤波器与APF并联，该高通滤波器用于滤除APF所产生的补偿电流中开关频率附近的谐波，从而达到消除系统中高次谐波的目的，提高系统电压质量。其中滤波电容的表达式为：

式中：ω1为电网电压的基波角频率；U1为无畸变电网电压电压值；Ni为高通滤波器滤除的电流的次数；Iω（ni）为滤除高次谐波的无功电流。

为减小投资成本，滤波电容C的容量应尽可能小。通过确定截止频率f0即可算出高通滤波器中电阻R值：

滤波电感的表达式为：

式中m为滤波器调谐曲线的形状系数，为了保证

该高通滤波器品质因数较高，滤波性能优良，可取m=2。TSC补偿环节由主电路、无功检测电路、参数运算电路、投切控制电路、触发电路这5个基本电路组成。TSC的主电路中电容器为三角形联接方式，每相由一个进行无功功率补偿的电容器，一对反并联的控制电容器投入或切除的晶闸管和一个抑制冲击电流的小电感组成。通过控制主电路中可控电力电子器件的门极来实现电容器组的并网投切，从而实现无功补偿。三角形连接的电容器组的容量为：

式中：U2为装设地点电网线电压，单位：V;IC为电容器组的线电流，单位：A;C为每相电容器组的电容量，单位：F。

2.2 TAPF控制策略的设计

TAPF方案的补偿性能跟APF环节的指令电流运算电路息息相关，指令电流运算电路能实时、准确地检测出电网电流中变化的谐波和无功成分才能为实现优良的补偿性能奠定基础。在实际工业应用中，三相电网电压不对称且会发生畸变，为精确检测出双反星形整流器产生的谐波和无功电流，本文采用基于d-q变换的瞬时检测电流的方法[2,3,4]。此外还要求电流跟踪控制电路具有对电网电流的实时跟踪能力，对比现代和智能控制策略，从应用范围与难易程度来看，经典控制策略——滞环比较法和三角波比较法应用广泛、简单可靠[5,6]。本文采用滤波效果好且较简单的滞环比较控制策略，通过确定合适的滞环环宽来对APF主电路产生的补偿电流进行跟踪控制。TAPF补偿方案中TSC的投切控制策略主要有：功率因数控制、无功功率控制、电压控制和复合式控制方式[7,8,9]。本文采用无功功率控制法来控制电容器组并网投切，方法简单可靠，易于实现。

3 仿真及结果分析

建立TAPF系统的Matlab仿真模型，如图3所示。

系统的总体仿真模型由4部分构成：三相正序交流电源模块、双反星形整流器模块、APF模块、TSC模块。其中双反星形整流器模块作为电路的谐波源和无功源，它产生谐波并消耗无功功率。本文在三相220 V供电系统下，根据公式的计算以及综合实际情况，仿真参数取APF交流侧平波电抗器的值为450μH，直流侧电压Udc=750 V,APF输出高通滤波器截止频率取3.6 k Hz，电容器C=22μF,R=2Ω，L=178μH。TSC每组电容器的补偿容量为4.5 kvar，电容器组的C=49.15μF。装设地点电网线电压U2=180 3 V，仿真算法选取ode23tb。由于系统采用的双反星形整流器是三相对称负荷，所以A、B、C三相的波形相同，只是相位不同，为了研究的方便，这里只给出A相的仿真结果。

3.1 未补偿系统的仿真结果

基于双反星形整流器负载未补偿系统的仿真结果如图4所示。

未进行谐波抑制和无功补偿时，双反星形整流器产生的负载电流经powergui的FFT分析，可知其THD值达到45.90%，谐波电流含量较大，功率因数较低。

3.2 APF单独补偿系统的仿真

APF单独补偿之后的仿真结果如图5所示。从图5(a）中可以看出电网电流已基本呈正弦形状。由图5(b）可知电网电流的THD值已达到3.19%，与未加APF之前THD=45.90%相比，谐波含量大大减少，说明APF确实有效地抑制了系统的谐波。但是，仔细观察图5可以发现APF单独作用时电网电流ias和电网电压uas之间存在的一定的相位差，说明此时系统存在无功功率的消耗。为了降低工业成本，减小APF的容量，其单独投入APF的仿真中并未过多补偿系统无功，此时系统仍然存在大量无功功率的消耗。由图5(c）看出A相无功功率Qa幅值比有功功率Pa幅值还大，说明此时的功率因数很低，从图5(d）中可以更直观地看出APF单独作用时系统功率因数较低。

综上分析可知，APF单独作用时可以有效地抑制电路的谐波损耗，但是，此时电路的无功损耗仍然较大，故需采取TAPF综合补偿方案对其进行补偿。

3.3 TAPF补偿系统仿真结果的分析

采用APF和TSC同时投入的TAPF综合补偿方案的仿真结果如图6所示。

由图6的仿真结果可知，TAPF的投入，基本上使电网电流相位与电网电压同步，补偿了电路的无功损耗，如图6(a）所示。

TSC投入之后，从图6(c）～图6(d）可看出无功功率Qa基本上已经趋于0 var，功率因数基本上趋于1，达到了无功补偿的目的。众所周知，投入TSC之后将会给电网带来部分的谐波，观察图6(b）所示该电路的电网电流THD值，可以发现其为4.80%，与APF单独补偿时的THD值3.19%相比有所提高，但是与未补偿系统的THD值45.90%相比，谐波含量已经大大减小，处于可以接受的范围之内。

综上分析可知，采取由并联型APF和TSC相结合的TAPF综合补偿方案，可以有效地滤除工业应用中双星形整流器负载产生的各次谐波，并对其进行有效的动态无功补偿。

4 结语

本文以电解电镀工业中的双反星形整流器作为负载，采用并联型APF和TSC组成的TAPF综合补偿方案对其补偿。从补偿效果分析，可知TAPF补偿系统具有APF良好的谐波补偿性能和TSC易于补偿大容量无功的特点。综合了有源与无源补偿的长处，既提高电网功率因数，改善电网电能质量，又有效地降低仅用APF补偿时所需要的高经济成本，对于工业应用具有十分广阔的前景。

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双变流器 篇5

当今发电和用电大部分为交流电, 高压直流 (HVDC) 输电线路的两端设有换流站, 换流站装置称为换流器。1990年, Boon-Teck Ooi提出了基于电压源型换流器的高压直流 (VSC-HVDC) 输电技术, 主要特点是使用全控型器件替代传统的半控型晶闸管, 具有优越的可控性和灵活性[1,2,3]。2001年, 德国慕尼黑联邦国防军大学Marquardt R.等提出了一种新型的电压源型换流器拓扑, 即模块化多电平换流器 (MMC) 拓扑[4]。该拓扑采用功率单元级联结构和模块化设计, 可根据桥臂串联子模块投入或切除的个数来调整输出电平数, 以适用于不同电压等级的要求, 且MMC具有公共直流母线, 可以实现四象限运行及有功和无功解耦独立控制, 这些特点使MMC非常适用于HVDC输电系统。

然而, MMC存在众多优点的同时也存在缺点[5]。首先, 由于所用的器件数量较多, 损耗也相应增加;其次, 虽然MMC具有模块化级联的优势, 但控制技术方面的难度却大大增加[6,7,8]。由于各子模块分布式储能电容的存在, 各子模块电容电压分配不均衡, 将导致各相能量分配不均, 换流器内部出现环流, 桥臂电流发生畸变。换流器的性能也会受到严重影响, 这是目前制约MMC在HVDC输电系统实际应用中往高电平发展的主要瓶颈之一[9]。

环流的直流分量用于直流侧和电容间的能量传输, 而交流谐波对能量传输没有贡献, 却加大了流过桥臂的电流幅值。因此, 需引入环流抑制器减小环流幅值来减小桥臂开关器件的电流应力。文献[10]详细分析了环流的内部模型和产生机理, 指出环流无法完全消除, 只能通过控制策略减小电压控制分量的幅值来抑制环流。文献[11-13]提出了基于负序二倍频dq坐标变换的环流抑制方法, 该方法取得了良好的效果, 但只适用于三相对称系统。文献[14]提出了一种基于MMC环流模型的通用环流抑制策略, 指出环流是引起输入、输出功率存在低频脉动的主要原因。该环流抑制策略抑制效果明显, 无需二倍频负序坐标变换和相间解耦控制, 适用于任何相数的MMC环流抑制, 但该方法需要时刻对环流电压值进行精确的计算, 否则误差较大。文献[15]提出一种通过注入高频率的零序电压和相间的环流来抑制电压波动的控制策略。因为相间环流不影响输出电流, 可以通过将它注入桥臂来改变桥臂功率波动的频率。此方法的缺点是相间电流增大了, 增大功率损耗。为了减少开关损耗, 文献[16]提出一种减少开关频率的电压平衡算法和改进的载波移相法, 同时还提出了基于负序dq坐标变换以及双线频率的环流抑制方法, 结果证明不仅能改善内部动态响应, 由于电压波动的改善, 使换流器的输出电压波形质量也得到了提高, 但此方法一般只适用于三相对称系统。本文在分析三相不对称系统环流产生机理的基础上, 提出一种基于双坐标系下比例—积分 (PI) 和重复控制复合控制的环流抑制方法。重复控制器在电网基波和各次谐波频率处存在一系列的谐振峰, 且在谐振频率处具有高增益和零相移的特性, 具有优异的稳态跟踪能力。但重复控制延迟一个周期输出, 调节速度慢, 因此采用PI调节器和重复控制器的混合控制。仿真结果证明, 该方法具有良好的环流抑制效果, 且同时适用于三相对称及不对称系统。

1 MMC基本模型及内部环流分析

三相MMC结构框图如图1所示, 每相包含上、下桥臂, 每个桥臂由一个桥臂电感和n个子模块 (SM) 级联而成。

每个子模块的输出电压由绝缘栅双极型晶体管 (IGBT) 的开通情况决定。因此, 每个子模块的工作状态中, 其输出电压可等效为:

式中:u0j为第j个子模块的输出电压;ucj为第j个子模块的电容电压;S为子模块的开关状态函数。

三相MMC的等效电路如图2所示, 桥臂损耗等效为一个电阻R0, 桥臂的子模块等效为一个受控电压源;upl和unl分别为三相上、下桥臂子模块的输出电压;ipl和inl分别为流过三相上、下桥臂的电流;isl为交流侧电流;izl为三相间的环流;下标l=a, b, c。

由图2可知, 上、下桥臂电感相当于是并联的关系, 把它等效到交流侧, 等效电感L为:

式中:Ls为交流侧电网电感;L0为桥臂电感。

由于三相MMC拓扑的严格对称性, 上、下桥臂分别均分交流侧电流, 可得环流的表达式为:

根据基尔霍夫电压定律, 可以推出电压与电流之间的关系为:

式中:Udc为直流电压;R0为桥臂等效电阻;ucl为MMC桥臂输出电压。

由式 (5) 两式分别相加和相减得到:

式 (6) 中第1个式子表明输出电流只与交流输出电压以及上、下桥臂电压之差有关, 第2个式子表明三相环流大小只与直流电压和单相桥臂总电压之差有关, 说明三相之间能量不均衡是引起三相环流产生的主要原因。因此, 环流抑制器设计的基本思路是在上、下桥臂参考电压中加入一个不对输出电流产生影响的修正量。

本文以a相为例, 分析正序网络下桥臂电压、电流, 上、下桥臂电压和电流分别为:

式中:m为电压调制比;k为电流调制比;φ为负载阻抗角;ω=2πf, f为电网频率;idc为直流侧电流;iza′为环流中的谐波 (主要为二次谐波) 分量。

假设三相严格对称, 则a相环流的表达式可表示为:

上、下桥臂的瞬时功率为:

a相总瞬时功率为:

由式 (11) 可以得出, 瞬时功率主要由直流分量和交流分量组成, 其中等号右侧第1项和第2项为直流分量, 第1项为系统从直流侧吸收或发出的有功功率, 第2项为直流侧向交流系统注入或吸收的有功功率。等号右侧第3项为交流分量, 这部分功率体现在子模块电容电压的波动上。

瞬时功率的直流分量必须时刻为零, 否则直流电压无法达到稳定, 因此, 桥臂总的能量仅考虑交流部分功率, 则a相桥臂总能量为:

同理可以推导出b, c相总能量的表达式, 即

式中:izb′, izc′分别为b, c相环流中的谐波分量。

由式 (13) 和式 (14) 可知, 三相总能量波动主要是呈负序二倍频性质, 每一相子模块电容电压之和的波动主要包含二倍频分量, 还含有一些其他频率的谐波分量。同理可以推导出负序网络下三相桥臂的总能量, 且总能量的波动主要呈正序二倍频性质。

存储在上、下桥臂电容里的能量为:

式中:ucap, ucan分别为上、下桥臂所有电容电压之和;n为模块数;C为上、下桥臂总电容。

假设a相上、下桥臂各自的子模块电容电压都相等, 本文加入了独立电容电压控制, 很容易实现所有子模块电容电压近似相等。上、下桥臂电容电压分别为:

式中:Δucap, Δucan分别为上、下桥臂所有子模块电容电压的波动量。

由式 (16) 可以得出, 上、下桥臂所有子模块电容电压的波动量为:

根据式 (7) 可知, 上、下桥臂电压的表达式为:

式 (18) 中两式分别相加和相减可以得到:

式中:uha为桥臂电压和直流电压之间的偏差, 它在环流中引入谐波分量, 因此定义uha为在环路中引起的谐波扰动电压。

将式 (20) 和式 (21) 分别代入式 (23) 中可得:

由和式 (24) 可得:

式 (25) 等号右侧第1项表明直流电流idc在回路里将引起二次谐波电压, 这是谐波电压的主要部分。等号右侧第2项中iza′在sinωt的调制下n次谐波频率变为原来的两倍, 因此, 环流中除了二次谐波外, 还有一些幅值较小的基波的偶数倍频kω (k=2, 4, 6, …) 的高次谐波分量。

2 环流控制器

本文所提出的基于双坐标系下PI和重复控制器复合控制的环流抑制框图如图3所示。嵌入式重复控制器目的是减小环流中的谐波分量, 不会对现有控制器造成影响, 因此, 重复控制可以独立设计和分析[17,18,19,20]。

基于PI和重复控制的环流抑制框图如图4所示。其中Krc为重复控制器的补偿增益;Q (z) 为低通滤波器;S (z) 为补偿环节;zk表示超前环节, 用做相位补偿器, 通常情况下, S (z) 的相位小于0°, zk用来补偿S (z) 引起的相位滞后, 使S (z) 在中低频段近似零相移;z-N为纯延时环节;N为单位周期内的采样点数。该系统的开环传递函数波特图如图5所示, 从图中可以看出, 在基波的偶数倍频处具有无穷大增益, 即hω (h=2, 4, 6, …) 。

忽略桥臂电阻, 可得环流模型离散域的传递函数为:

式中:Ts为采样周期。

PI控制的连续域的传递函数为:

式中:kp和ki分别为PI控制器的比例系数和积分系数。

该传递函数变换到离散域为:

重复控制的传递函数为:

误差函数e (z) 为:

系统的特征多项式为:

为了分析方便, 令

将式 (32) 代入式 (31) 可得:

令

则P (z) =1-zkR (z) , 当|R (z) |<1时, 系统稳定。

3 仿真分析

为了验证所提控制策略的正确性, 本文基于PSCAD/EMTDC搭建两端直流输电系统并进行仿真, 系统一端控制框图如图6所示, 其中整流侧采用定直流电压和定无功功率控制, 逆变侧采用定有功功率和定无功功率控制。系统主要仿真参数见附录A表A1。

3.1 三相交流电网对称

系统三相对称条件下的仿真结果如图7所示, 0.3s时投入环流抑制控制器, 由图7 (a) 可知, 单dq坐标系下二倍频负序环流控制器对环流具有一定的抑制作用, 但仍然含有部分谐波分量。由图7 (b) 可知, 环流中的二倍频分量几乎被滤除, 只含有一些高次谐波, 环流效果明显优于二倍频负序环流抑制器。

3.2 单相接地短路故障

在0.4s时交流侧a相发生单相接地短路故障, 故障时间持续0.1s。故障发生后, a相交流电压发生严重跌落, 三相交流电压的波形如图8 (a) 所示, 由于负序电流的引入, 有功功率产生二倍频波动, 但是波动较小, 且在故障清除后能很快恢复到稳定工作状态, 系统传输的有功和无功功率如图8 (b) 所示。

为了确保故障时三相电流平衡, 本文引入了基于dq解耦的负序电流补偿方法, 图9 (a) 和图9 (b) 是加入负序电流控制器前、后的三相电网电流波形, 0.5s时投入负序补偿器, 从图中可以看出, 加入负序电流控制器之前, 由于电路故障, 三相电网电流发生畸变, 三相电流不平衡, 对电路产生较大的影响;加入负序补偿器之后, 三相电流波形得到了较好的改善。仿真结果证明, 负序电流得到了良好抑制, 直流输电波形质量更好, 系统更稳定。

同样, 0.3s时投入环流控制器, 两种环流抑制方法的仿真结果分别如图10 (a) 和图10 (b) 所示, 环流抑制效果对比如表1所示。仿真结果表明, 在交流电网不对称条件下, 由于无法抑制正序环流, 基于二倍频负序环流控制器抑制效果较差, 而基于双坐标系下复合控制的环流控制器, 环流的波动范围明显减小了, 环流抑制效果优于前者。

4 结语

本文根据MMC的特点, 对环流产生的机理进行了分析, 推导出环流主要包含二倍频分量和偶数倍频的高次谐波。针对环流的特点和重复控制的优点, 提出了一种基于正、负序双同步坐标系下的PI和重复控制复合控制的环流抑制方法。与负序二倍频PI控制器的环流抑制方法仿真对比分析可知, 无论在三相对称条件下还是三相不对称条件下, 该控制器的环流抑制效果都明显优于负序二倍频坐标下的环流控制器。仿真结果表明, 本文所提出的环流抑制方法具有良好的环流抑制效果, 且同时适用于三相对称及不对称系统。

附录见本刊网络版 (http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx) 。

摘要：模块化多电平换流器 (MMC) 在中高压直流输电中得到了广泛的研究和应用。三相不平衡交流电网下的功率波动引起MMC三相桥臂能量不均衡, 导致内部环流的产生。针对三相不平衡直流输电系统, 对MMC内部环流的产生机理进行了理论推导和分析, 并根据内部环流的特点, 将比例—积分控制与重复控制相结合, 提出了一种基于正、负序双同步旋转坐标系下复合控制的环流抑制方法。该方法同时适用于三相平衡和三相不平衡系统。同时, 为了提高三相不平衡条件下直流输电系统的波形质量, 引入了基于dq解耦控制的负序电流补偿方法。仿真结果证明, 无论交流系统侧三相是否平衡, 该控制策略对环流都具有良好的抑制效果, 同时能够确保系统交流侧的三相电流保持平衡。