半波整流电路（精选四篇）
半波整流电路 篇1
关键词：三相半波可控整流电路,阻感性负载,触发角,仿真
0引言
三相半波可控整流电路是多相整流电路中最基本也是最简单的一种。但是在实际电路中并不常见,原因在于其变压器次级边三相流过直流,很容易导致变压器直流磁化,使变压器失效。但是由于其结构简单,如果能熟练掌握其工作原理,对于学好以及掌握好三相桥式可控整流以及其它大功率多相整流电路非常重要,比如三相桥式可控整流就是由2个三相半波可控整流电路组成。正因为以上原因,本文详细地介绍了三相半波可控整流电路的工作原理,然后在MATLAB/Simulink环境中对其进行了建模与仿真,并给出了在两种负载条件下(纯电阻和阻感性负载)的各种波形,并对其进行了详细分析。
1 三相半波可控整流电路的工作原理介绍
三相半波可控整流电路图(电阻性负载)如图所示[1,2],电路由整流变压器T、共阴极晶闸管组(VT1、VT2、VT3)、负载R以及触发电路组成,其中电阻R可以为纯电阻负载,也可以为阻感性负载。图1所示的变压器T原边为三角形连接,副边为星形连接。变压器副边开关器件采用三个半控型器件—晶闸管,此时电路中需要设计触发电路才能使晶闸管导通。假设将电路中的晶闸管换作二极管,该电路就成为三相半波不可控整流电路。此时,三个二极管对应的相电压中哪一个的值最大,则该相所对应的二极管导通,并使另两相的二极管承受反压关断,输出整流电压即为该相的相电压。一周期中三个二极管轮流导通,每管各导通120°。在相电压的交点处,均出现了二极管的换相,称这些交点为自然换相点。自然换相点是各相晶闸管能触发导通的最早时刻,将其作为计算各相晶闸管触发角α的起点,即α=0°,要改变触发角只能是在此基础上增大它。若在自然换相点处触发相应的晶闸管导通,则电路的工作情况与二极管整流工作情况一样。当触发角α<30°时,负载电流处于连续的状态,各相导通120°。当α=30°,负载电流处于连续和断续的临界状态,各相仍导电120°。如果α>30°,当导通一相的相电压过零变负时,该相晶闸管关断。此时下一相晶闸管虽然承受正向电压,但它的触发脉冲还未到,不会导通,因此输出电压、电流均为零,直到触发脉冲出现为止,这样,负载电流出现断续的情况。若α角继续增大,整流电压越来越小,α=150°时,整流输出电压为零。当图1中的负载为阻感性负载情况下,当α≤30°时,整流电压波形与电阻负载时完全相同,原因在两种负载情况下,负载电流均连续。但是当α>30°时,负载波形完全不一致。以α=60°为例来解释波形不一致的原因。当变压器副边电压u2过零时,由于电感的存在,阻止电流下降,因而晶闸管VT1继续导通,直到下一相晶闸管VT2的触发脉冲到来,才发生环流,由VT2导通向负载供电,同时向VT1施加反向电压使其关断。这种情况下输出负载电压ud的波形中出现负的部分,若α增大,ud的波形中负的部分增多,至α=90°等于时,ud的波形中正负面积相等,ud的的平均值为零。
2 三相半波可控整流电路在MATLAB/Simulink的建模与仿真
2.1三相半波可控整流电路的仿真模型
三相半波可控整流电路主要由交流电源、晶闸管、RLC负载和触 发器等构 成[3,4,5], 其在MATLAB/Simulink的仿真模型如图2所示。三相半波可控整流电路的仿真模型使用Sim Powersystems模型中的三相电压电流测量模块,用来测量电路中的瞬时电压和电流。仿真参数设置为:输入电压为三相交流电压220V,频率为50Hz;变压器参数设置原边电压为220V,副边电压为100V,均为有效值;RLC负载参数设置为电阻为2Ω,电感为0.01H;触发延迟角α分别为0°、30°、和60°。
2.2仿真结果及其分析
三相半波可控整流电路的仿真结果如图3~图10所示。其中图3为三相交流电源输入电压仿真波形,很显然为三相正弦交流输入电压。图4~图6为负载为纯电阻情况下触发角分别为0°、30°和60°时的负载电压、晶闸管电压和电流仿真波形。从图4~图6可以看出,三相半波可控整流在纯电阻性负载情况下,α<30°时,输出负载电压和电流连续,各相导通120°;α=30°时,输出负载电压和电流处于连续和断续的临界状态,各相导通120°;当α>30°时,输出负载电压和电流断续,各晶闸管导通角小于120°。
(a) 输出电压波形(b) 晶闸管电流波形(c) 晶闸管电压波形
(a) 输出电压波形(b) 晶闸管电流波形(c) 晶闸管电压波形
(a) 输出电压波形(b) 晶闸管电流波形(c) 晶闸管电压波形
图7~图9为负载为阻感性负载情况下触发角分别为0°、30°和60°时负载电压、电流和晶闸管电压仿真波形。从图7~图9可以看出当α<=30°时,整流电压与纯电阻情况完全相同;当α>30°时,由于电感的存在,VT1不关断,直到VT2的触发脉冲到来,发生换流,VT2导通向负载供电,同时向VT施加反向电压使其关断,因此负载电压出现负的部分。负载电流波形接近一根直线,但有一定的脉动,与前面的理论分析完全一致。
(a) 输出电压波形(b) 晶闸管电流波形(c) 晶闸管电压波形
(a) 输出电压波形(b) 晶闸管电流波形(c) 晶闸管电压波形(参见右栏)
(a) 输出电压波形(b) 晶闸管电流波形(c) 晶闸管电压波形
3 结束语
整流电路-教学反思 篇2
《电工电子技术》是机电一体化等专业的专业基础入门课程，该课程以实际应用为导向，结合高职院校学生的特点，旨在培养学生分析实际问题的能力、理论与实践相结合的能力。
通过本次授课，从以下方面进行教学反思：
一、教学理念
本次课贯彻高职教育“以学生为主体，教师为主导”（“以生为本”）的教学理念，以实际应用为导向，通过教师的组织与指导，引导学生发挥主观能动性，提高学生学习的积极性和主动性，将课堂知识和实际应用巧妙结合，使学生学有所乐、学有所用、学有所得。
二、教学方法
以实际应用导入课程，将问题引导教学法、探究式教学法贯穿课堂始终，构建“自主、合作、探究”型教学模式。
三、教学过程
结合自制稳压充电器，由实际应用导入，引起学生感官刺激，突出本次内容重点——整流。
小信号精密整流电路设计 篇3
摘 要：精密整流的作用是将交流小信号在过零处准确转换为直流信号。传统的二极管整流电路中，当输入电压小于二极管的开启电压时，二极管截止，输出电压为零；当输入电压大于开启电压，并使二极管完全导通，此时输出电压等于输入电压减二极管导通电压，输出电压小于输入电压，即输出电压只能反映出输入大于导通电压的部分。因此，当输入电压值较小，为某一交流小信号时（信号有效值与二极管的导通电压相近），二极管整流电路就会产生明显失真。所以，对交流小信号的整流不能用二极管。本文中所论述的小信号精密整流电路，是以运算放大器为核心器件，将双极性信号转换为单极性信号。
关键词：交流；小信号；整流；运放；波形
中图分类号： TU9 文献标识码： A 文章编号： 1673-1069（2016）25-176-2
1 电路组成
1.1 电路组成框图
交流小信号首先经过半波整流部分产生一半波信号，该信号再送入后级与输入信号进行叠加反向，输出的波形为全波整流信号。这个信号经一阶滤波电路后可得到较为平稳的直流信号。
1.2 电路原理图
电路图中由U1、D1、D2、R1、R2构成半波整流部分；由U2、R3、R4、R5构成叠加反向部分；由R6、C1构成一阶滤波部分。
假设电路中二极管导通电压为0.7V，而集成运放的开怀放大倍数一般为万倍级，此时运放输入端仅需微伏级的净输入量就能使二极管导通。所以，运放输入端电压的微小变化，就能使输出跟随其发生变化。小信号精密整流电路正是利用了这一特点，来实现对交流小信号的整流。
电路中集成运放的型号主要根据输入信号的电压幅度及频率进行选择。通常会选择幅值范围较大的轨到轨运放。
2 电路工作原理分析
2.1 半波整流部分
2.1.1 当输入交流小信号为电压正半周时：
因为ui>0，所以U1的输出电压uo1<0，使D1导通、D2截止。此时R1、R2、U1构成反向比例放大电路，其输出电压uo1=-（R2/R1）ui。电路中取R1=R2，所以uo1=-ui，电路为放大倍数为-1的反向放大电路。
2.1.2 当输入交流小信号为电压负电压时：
因为ui<0，所以U1的输出电压uo1>0，使D1截止、D2导通。由于D1截止，使U1输出端的信号uo1不送入下一级（即U2的输入端）；因为同向端接地，所以反向端电压为零，而此时D2导通，因此U1的输出电压uo1被钳位在0V（即uo1=0）。
2.2 叠加反向部分
由硬件电路图可知，R3、R4、R5和U2共同构成了个反向加法电路，它将输入信号ui和U1的输出信号uo1进行反向叠加运算。uo2=-（R5/R3）uo1-（R5/R4）ui，因为2R3≈R5、R4=R5，所以uo2=-2uo1-ui。
2.2.1 当输入交流小信号为电压正半周时：
①uo1为输入信号：因为U1输出的电压为uo1=-ui，该信号经U2后输出为uo2=2ui；
②ui为输入信号：该信号的输出为uo2〞=-ui；
③U2的输出uo2=uo2+uo2〞= ui。即当输入为正半周时，为等量同向输出。
2.2.2 当输入交流小信号为电压负电压时：
①uo1为输入信号：uo1被钳位在0V，即R3左侧电压为0，而R3右侧电压根据虚短可知也为0，所以理想情况下此时无电流流入U2，即uo2=0；
②ui为输入信号：该信号的输出为uo2〞=-ui；
③U2的输出uo2= uo2+ uo2〞=-ui。即当输入为负半周时，为等量反向输出。
2.2.3 在整个周期内：U2的输出为正半周电压加负半周的反向电压，从而实现了交流整流。
2.3 电路等效框图
在整个周期范围内，通过R1、R2的支路的放大倍数为-1，通过R3的支路的放大倍数为-2，通过电阻R4的支路的放大倍数为-1。所以，该小信号精密整流电路可以用下面的等效框图表示。
3 波形仿真
3.1 U1输出仿真波形
3.2 U2输出仿真波形
3.3 滤波后波形
参 考 文 献
[1] 赛尔吉欧·佛朗哥.基于运算放大器和模拟集成电路的电路设计[M].西安交通大学出版社，2009.
[2] 科特尔.运算放大器权威指南[M].人民邮电出版社，2010.
半波整流电路 篇4
由于LLC谐振变换器的功率器件能在全负载范围内实现软开关, 因此在大功率场合得到了广泛的应用。但是桥式LLC谐振变换器的输出通常采用全波整流, 其功率器件数量较多, 变压器副边需要中心抽头, 绕制复杂, 成本较高, 使LLC谐振变换器在小功率场合中应用较少。
相对于全波整流, 半波整流的器件数量最少, 并且变压器不需要中心抽头, 结构简单, 可以有效的降低成本。采用半波整流的LLC谐振变换器, 由于其原边谐振网络在一个开关周期中的谐振是非对称的, 因此称为非对称结构LLC谐振变换器[1]。而全波整流的LLC谐振变换器称为对称结构LLC谐振变换器。
本文对非对称结构LLC谐振变换器的工作原理和参数设计进行了详细分析, 并设计了120W的实验样机, 对非对称结构LLC谐振变换器的参数设计及性能进行了验证。
1 非对称结构LLC谐振变换器的工作原理分析
非对称结构LLC谐振变换器的结构图如图1所示, 该图中Vin为输入直流电压;开关管Q1和Q2为变换器中半桥结构的两个开关管, Q1, Q2互补导通, 其占空比固定为50%。DS1和DS2分别为开关管Q1和Q2的体二极管;CS1和CS2为开关管Q1和Q2的寄生电容;Cr为串联谐振电容;Lm为励磁电感, Lr为串联谐振电感, 变压器的变比为n;D为副边整流二极管, C为输出滤波电容, RL为负载。
非对称结构LLC谐振变换器的工作波形如图2所示, 在一个开关周期中, 非对称结构LLC谐振变换器有7个工作阶段。
阶段1 (t0-t1) , 当t=t0时, 变换器上管Q1导通, Q2断开, Q2的漏源极之间的电压为Vin;原边串联谐振电感Lr与电容Cr谐振, 输出整流二极管正向导通, 输入电源的能量通过变压器和输出整流二极管向输出传递。同时变压器的原边被输出电压箝位, 变压器原边电压为Vp=n Vo, 激磁电感电流在原边电压作用下线性上升。
阶段2 (t1-t2) , 当t=t1时, 激磁电感的电流与谐振电流相等, 输出整流二极管的电流下降到零, 自然关断, 原边激磁电感Lm不再被箝位, 与谐振电感Lr, 谐振电容Cr构成串联谐振。由于这个谐振比前一个谐振的周期大很多, 因此电流近似为线性。
阶段3 (t2-t3) , 当t=t2时, Q1关断, 为防止Q1, Q2同时导通, Q1关断后, 在Q2导通前有一定的死区时间, 此时Q1, Q2均为关断状态。由于此时原边谐振电流正向流动, 谐振电流给Q2的寄生电容Cs2放电, 并给Q1的寄生电容Cs1充电, Q2的漏源极之间的电压下降至零。
阶段4 (t3-t4) , 当t=t3时, 由于Q2的漏源极之间的电压下降到零, Q2的体二极管DS2导通, 原边电流通过Q2的体二极管继续流动, 并反向增大。DS2的导通, 为Q2的零电压开通创造了条件。当t=t4时, 给Q2的栅极施加一个高电平, Q2实现零电压开通。
阶段5 (t4-t5) , 当t=t4时, Q2导通, 而D一直处于截止状态, 因此原边激磁电感Lm, 串联谐振电感Lr和谐振电容Cr构成谐振。由于Lm较大, 因此此谐振周期较长, 其谐振频率远小于开关频率, 谐振网络的电压超前于电流。经一段时间后, 谐振电流将反向流动。
阶段6 (t5-t6) 当t=t5时, Q2关断, 在死区时间内, 原边的谐振电流将给Q1和Q2的寄生电容充电, 使A点电位上升到Vin, 此时Q1的漏源极之间的电压下降到零。
阶段7 (t6-t7) 当t=t6时, 由于Q1的漏源极之间的电压下降到零, Q1的体二极管DS1导通。当t=t7时, 给Q1的栅极施加一个高电平, Q1实现零电压开通。
2 参数设计
2.1 输出负载特性
由于谐振变换器的特性对负载存在一定的依赖性, 因此在对LLC谐振变换器进行参数设计时, 需要对副边整流电路进行等效分析, 获得其交流等效电阻。由于非对称结构LLC谐振变换器的输出采用半波整流, 输出整流二极管只在半个周期内导通, 因此与传统的LLC谐振变换器的交流等效负载不同。
LLC谐振变换器的变压器输出为电流源性质, 其电流波形近似为正弦波。输出电流平均值IO与整流网络输入电流有效值Iinrms之间的关系为:
假设此整流二端网络的输入电阻为Ri, 忽略二极管的损耗, 由功率平衡:
可得:。
折算到变压器原边可以得到等效交流电阻为:
从上式可以看出, 在相同负载情况下, 半波整流电路的等效电阻小于全波整流电路的等效电阻[2]。
2.2 增益特性分析
由变换器的工作原理分析得到, 变换器在Q1导通期间向负载传递能量, Q2导通期间原边谐振主要是为了使Q1实现软开关。因此在Q1导通期间, 谐振网络的等效模型如图3所示。Vin FHA为开关网络提供的方波的基波分量, Vp为输出电压通过变压器折射到原边的电压。
谐振网络的交流增益为[3]:
式中, 为归一化频率, 其中为串联谐振频率;为电感比;为品质因数。
从以上分析可以看出, 非对称结构LLC谐振变换器在向负载输出能量时发生谐振, 其谐振特性与对称结构的LLC谐振变换器非常接近。但是由于半波整流的负载交流等效电阻小于全波整流的交流等效电阻, 因此在相同参数条件下, 非对称结构的LLC的Q值大于对称结构的LLC的Q值, 非对称结构LLC的曲线更为平缓, 这意味着在负载发生变化时, 工作频率的变化范围相对较宽。图4所示为相同参数条件下非对称结构与对称结构LLC谐振变换器的增益曲线对比。
2.3 软开关条件分析
LLC谐振变换器实现ZVS的条件, 是谐振网络工作在感性区域, 电压超前于电流。由于非对称结构LLC在不同开关模态下, 谐振网络的结构不同, 因此有必要对其ZVS条件进行分析。
当Q1导通、Q2关断时, 其谐振网络的输入阻抗为:
当Q1关断、Q2导通时, 其谐振网络的输入阻抗为:
要使谐振网络工作于感性区域, 需要两种状态下的阻抗角均大于零。因此可得到实现ZVS的最大Q值为, 其中Mmax为所需的最大交流增益。
同时, 从原理分析中可知, 在死区时间内, 激磁电流需要给寄生电容放电, 使MOSFET实现ZVS, 因此有:
因此可得:
式中, fnmax为最高归一化频率, Td为死区时间, Czvs为MOSFET的寄生结电容。
设计时, 为了保证实现软开关, 所取Q值应小于Qmax以及Qzvs。
2.4 电流应力分析
对于非对称结构的LLC谐振变换器, 输出整流二极管只在Q1导通的半个周期内导通, 进行能量传递, 原副边电流应力均大于对称结构的LLC谐振变换器。在Q1导通期间, 原边电流包含输出的电流及激磁电流, 其有效值为[4]:
由式 (1) 可见, 非对称结构LLC变换器的输入阻抗与对称结构LLC变换器基本接近, 因此两种结构的LLC变换器原边电流也基本接近。
输出整流二极管电流为原边谐振电流与激磁电流之差, 而原边谐振电流ir (t) 与原边激磁电流im (t) 为:
因此输出整流二极管电流为:
其中ω为谐振角频率, ?为谐振网络电压与电流的相位差。
从式 (2) 可以看到, 输出整流二极管电流并非纯正弦波, 其平均电流为负载电流, 因此输出整流二极管的峰值电流大小取决于其导通时间的长短, 而输出整流二极管的导通时间为原边谐振电流和励磁电流相等的时刻。与相同负载下的对称结构LLC谐振变换器相比较, 由于非对称结构LLC谐振变换器原边谐振电流增大, 而原边激磁电流的斜率相同, 因此非对称结构LLC谐振变换器输出整流二极管的导通时间增长, 其峰值电流得到有效控制。图5为两种结构LLC谐振变换器的仿真波形图, 从仿真波形中可见, 非对称结构LLC谐振变换器的输出整流二极管的峰值电流为对称结构LLC谐振变换器输出整流二极管峰值电流的1.6倍。
3 实验验证
为验证该方案的可行性, 根据上述的参数设计方法, 设计了120W的验证电路, 输入电压为Vin=390Vdc, 输出电压为Vo=24V, 输出电流为Io=5A, Lr=105μH, Lm=750μH, Cr=22n F, 变压器采用PQ32/30磁芯, 采用L6599为控制芯片。
图6为Q2的驱动波形Vgs及漏源极之间的波形Vds, Q1, Q2之间留有一定的死区时间。从波形中可见, Q2导通前, 其DS电压已经下降到零, Q1, Q2均实现了ZVS。图7为输出整流二极管电流id与电压波形Vd, 从图中可见, 输出整流二极管关断前电流已经下降到零, 输出整流二极管实现了ZCS。
4 结论
针对全波整流的LLC谐振变换器输出整流功率器件较多, 变压器结构复杂等缺点, 本文对采用半波整流的非对称结构LLC谐振变换器进行了研究, 分析了其工作原理和参数设计方法, 仿真研究和实验数据表明, 该方案是切实可行的, 非对称结构LLC谐振变换器所有器件均能实现软开关, 结构简单。该方案的提出, 对LLC谐振变换器在小功率场合的应用具有重要意义。
参考文献
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[4]马皓, 等.一种改进的LLC变换器谐振网络参数设计方法[J].中国电机工程学报, 2008, 28 (23) :6-11.
[5]Junseok Cho, Joonggi Kwon, Sangyoung Han.Asymmetrical ZVS PWM Flyback Converter with Synchronous Rectification for Ink-Jet Printer[J].Power Electronics Specialists Conference[C].2006, 1-7.