脉宽调制及解调

脉宽调制及解调（精选七篇）

脉宽调制及解调 篇1

全固态脉宽调制(PDM)广播发射机有效率高、音质美、运行与维护成本低、工作稳定可靠、传输稳定、接收设备体积小价格低、听众广泛的特点,是我国声音广播的主要媒介。在无线发射台站投入使用以来,和电子管发射机使用相比,节省了50%以上运行能消耗费和维修材料费。大大地提高了安全播出质量,降低了停播率。减轻了发射台站工作人员的劳动强度。机房技术人员的业务技术能力将得到很大的提高。

21世纪是信息产业蓬勃发展的时代,信息技术深入到各行各业。这就要求我们工作在广播战线上工作人员,在搞好日常运行和维护工作的同时,努力学习,不断地钻研新技术,逐步提高自身的业务技术水准,摸索出符合自己发射台实际情况进行行之有效的工作方法。GZ-1kW全固态中波广播发射机是2000年购置的,采用脉冲宽度调制(PDM),以及先进的功率合成技术,具较高的效率(整机效率比电子管机高出50%以上),工作稳定可靠,维护检修方十分方便等优点。

1 特点

1)采用功放模块合成技术,由4个额定功率为750W末级调制,功放组件组成,如部分功放出现故障,发射机输出功率只会降低,但不会造成停播。

2)采用了PDM (脉宽调制)技术,以及桥式推挽放大技术,发射机的输出功率高达75%以上。和以前使用的电子管发射机相比节能50%以上。

3)在防雷方面,高频输出网络采用了45°防雷网络等多种防雷技术,使发射机的抗雷击能力大大提高。

4)整机具有自动功率控制、过驻波、开路、短路、过流、过温度、过压、欠压等多种保护和故障显示功能。

5)具有时钟控制、遥控、微机遥测接口、手动控制。

6)该机还具有内部恒温晶体振荡源,外部有同步激励源接口,由电子开关自动交换激励源功能。

7)可调元件少、节能、性能稳定、整机每个部件都安装在插盒上,维护十分方便。

2 原理

发射机是由高频激励器、中间放大器、调谐网络、调制推动、调制/功率放大器、功率合成器、带通滤波器、耦合器,阻抗调节器、控制监测器、低压稳压,—140V主电源变压器等12部件组成(见图1)。

3 各部件的作用

3.1 高频激励器

高频激励器可以接受机外的同步激励器的高频信号,也可以用机内恒温晶体振荡源,由电子开关自动倒换信号源,高频激励器输出一定的有效值至中间放大器。

3.2 间放大器

中间放大器的未级是丁类放大,输出功率和工作频率与末级调制功放合成路数有关,频率越高,合成路数越多,输出功率越大,输出为20～250W方波。中间放大器输出经过调谐网络后变成正弦波,然后分配至多只调制功率放大器。调谐回路有推动电压和推动电流指示,以及工作频率显示。

3.3 调制推动器

输入到发射机的音频信号经过机内衰减器后送至调制推动器。一般输入音频电平为+10 dBm,调制推动器的主要作用是产生冲宽度调制的推动脉冲,调制推动器设有功率控制,功率自动调整驻波封锁,高频电流过大音频正峰切除等电路。调制推动器输出的推动脉冲分别送至多只调制/功率放大器。

3.4 调制功/率放大器

将调制器和高频功率放大器组装在一个组件中,称为调制/功率放大器。调制器接收来自调制推动输出的推动脉冲,调制管工作于开关状态,输出是叠加直流电压的矩形波,经过低通滤波器,滤除负载波及其谐波,为了防止对其它电台的拍频干扰,对载波具有一定值的衰减。低道滤波器输出的是叠加音频的直流电压,供给高频功率放大器。高频功率放大器接收来自调谐回路输出的正弦电压,工作于丁类放大状态,输出方波。输出功率大于750W。

3.5 功率合成变压器至发射机输出

多路调制/功率放大器输出接至功率合成变压器,合成输出的方波经过带通滤波器滤除谐波后输出正弦波,带通滤波器兼阻抗变换作用。带通滤波器输出经过定向耦合器后送至阻抗徽调器,它的作用是发射机负载阻抗不准确时,在一定范围内调整阻抗微调器使发射机与天线达到最佳匹配,只要发射机的负载阻抗驻波比不大于1.3发射机可以维持正常工作,发射机输出设有高频取样电路,一路送至解调器,解调输出音频电压,供发射台监听。另一路接至高频插座,供发射测量技术指标。

3.6 控制监测器

控制监测器负责发射机的运行,保护监测控制,设有过驻波、开路、短路、过流过压、负压等保护以及故障显示故障处故障恢复等功能。另外,还设有遥控、钟控、手控、停止、全功率、低功率等多种控制方式,为发射机安全正常运行提供了有利保障。

3.7 稳压电源部分

低压稳压用单相桥式整流,整流后经低压稳压及隔离二极管、输出直流电玉有+24V、+18V、+12V、-18V,+24V五种。+24主要供给继电器。电源用三相全波整流,经滤波后供给调制/功率放大器、中间放大器。

4 故障检修

1)开低压后,如发现低压稳压器小盒指示不正常,首先检查机柜内电控板上的相应保险丝是否正常,然后用维修连接线把小盒拨出检查。

2)开低压后,发现某插盒不能工作,首先检查该插盒的低压电源是否正常。如没有电压,则根据接线表5Al检查相关的保险丝是否正常,然后根据相关插盒的原理图逐步检查。

3)开高压(-140V)后,调谐网络插盒面板上的推动电压、推动电流、频率显示均应正常。如没有指示,首先检查中放-140V电压是否正常,检测中放输出波形是否正常,高频激励器输出是否正常,以及各电路是否有松动、接触不良之处。如果推动电流表超过正常指示值,则可能个别调调制/放小盒中的场效应管损坏。因为功放管损坏时,会破坏调谐网络的并联谐振,从而使得推动电流增大。

4)高压开机后,回路调制/功放小盒面板上的-140V指示灯正常时绿灯亮。如其中有一个指示灯不亮,则可检查该路机柜内的-140V供电回路中的保险丝。

5)-140V电源正常后,合上播出开关,回路调制/功放面板上的调制输出指示灯亮。如某路绿灯不亮,则说明该路调制/功放插盒有故障。如果在加高压,而播出开关未合上,发现某路调制/功放盒的调制输出指示灯亮,则说明该插盒的调制功放管损坏。

6)按开机操作程序开机时,如果某些插盒没插好,机柜门没关好或某些插盒无输出、电压不正常,整机均不能正常启动,但在控制器面板上的流程图上,能方便的观察故障出现的部位;然后,检查分析发生故障的原因,加以解决。

7)开机后整机出现过反射保护或反射功率指示偏大,这主要是发射机与天线系统不匹配。调整发射机阻抗徽调网络使其最佳匹配;同时,检查天调网络中是否有不稳定的因素存在,加以解决。

8)发射机正常工作后不应有放电、打火等其它不正常的杂音。根据这些不正常部位,检查插盒接头、触点是否接触良好,元器件是否有损坏而导致的放电打火现象。

9)测试发射机与天线系统的各顶指标时,如出现部分指标超差,如频响等,可能是发时机身问题,但也在很大程度上与天调网络与发射机不匹配起的。

10)在多屏共搭的系统中,会出现发射机没有开机,而反射功率表有指示,则说明天调网络中的阻塞回路没有调好,必须重新调整阻塞回路使反射表指示为0。若反射表指示值较大会出现两种情况:一种发射机不能正常开机:另一种能开机(反射值没有达到发射机设定的保护值),但播音时,会出现串音。

5 结论

发射机作为广播电台的重要设施,其性能好坏直接影响发射效率和收听效果。作为中波发射台的工作人员不仅要熟练掌握发射机的原理而且还认真做好维护维修工作,这样才能保障发射机运行可靠性和稳定性,使广播能够更好的为群众服务。

参考文献

[1]GZ-1/3kW全固态中播发射机技术说明书.

脉宽调制及解调 篇2

近年来,随着人们生活水平的提高和社会飞快发展,宽带大容量信息传输、个人通信及军事抗干扰/保密通信的需求迅速扩大。Gbit量级的高速无线通信已成为无线通信领域的研究热点[1]。对于Gbit量级的高速数据传输,无论是调制解调还是编译码技术,现有的FPGA和DSP均不支持这么高的实时串行处理速率,因此需要采用并行信号处理技术[2]。并行处理技术的主要难点为:实现复杂度高和硬件资源占用率高。为了在有限的硬件规模条件下实现高速调制解调及编译码,需要对系统资源占用进行测量和评估、对硬件实现进行反复优化,必要时需在系统性能和硬件资源之间进行折中。

本文针对Gbit量级无线通信中并行调制解调算法进行分析[3],主要包括并行Gardner时钟恢复算法、并行载波恢复算法及并行结构信道估计与均衡算法,并在理论分析的基础上,对各算法进行了性能仿真。

1 系统模型

对于高速数据传输的需求,无线通信系统中数字电路部分必须采用并行信号处理技术,主要包括调制端的数字部分和解调端的数字部分[4]。

1.1 调制端信号流程

图1为调制端数字处理流程。数据码流经前向纠错编码、星座点映射后形成数据帧,根据帧结构设计复接为信号帧,经基带成形滤波、预失真后输出[5]。本文所设计的通信系统中,调制信号的前导序列SP和LP序列以及UW独特字均采用I.Q两路相同的QPSK调制方式,系统选用16QAM调制方式和7/8 LDPC前向纠错编码[6]。

1.2 解调端信号流程

解调端数字处理流程如图2所示。A/D采样输入并行数字中频信号经能量增益控制、并行数字下变频、并行匹配滤波、并行Gardner时钟恢复、并行载波频偏粗估计、并行信道估计与均衡、载波相位纠正、星座点逆映射和信道译码后输出[7]。由于系统数据传输速率较高,以上数字电路部分均采用8路并行处理。

2 并行调制解调算法

2.1 并行Gardner时钟恢复算法

本文所采用的并行Gardner时钟恢复算法以串行Gardner时钟恢复算法为基础,采用非数据辅助的最大似然时钟恢复算法[8]。图3为并行Gardner时钟恢复算法的结构图。

并行Cubic内插器根据环路得到的时间偏差uk及内插位置信号mk,采用3阶的多项式内插算法,计算得到4倍符号率的数据,然后通过两倍抽取,分别得到符号的最佳采样点与过渡点;并行时钟误差检测模块对并行Cubic内插器输出的两倍符号率数据进行运算[9],采用Gardner算法提取时钟误差,误差检测公式如下:

并行时钟恢复算法结构中各数据间和前后时间相互约束,所采用的内插控制算法可表述为:

①第k条支路(k=0、1…7)第n个时钟周期对应的内插数据是否保留,根据下式判断:

式中,Acck(n)为第k条支路第n时刻累加器的值,若第k条支路第n时刻数据为有效的插值点(数据需要保留),则对应的mk为1,记为mk(n)=1。

②Acc的累加计算方式如下:

③内插参数uk根据下式计算:

2.2 并行载波频偏恢复算法

为满足高速数据传输需求,本文采用并行载波频偏恢复算法,其结构图如图4所示。该算法采用的是有数据辅助的载波频偏恢复算法,借助于信号帧结构中已知的前导序列SP和LP序列实现载波频偏恢复[10]。

载波频偏恢复主要包括粗载波频偏估计和精载波频偏恢复2个过程。粗载波频偏估计算法解决频偏范围大的要求,借助于前导序列SP完成,频偏估计范围与SP序列的周期相关,SP序列的周期越长,估计精度越高,但频偏估计的范围就越窄[11]。获取粗载波频偏估计的计算公式:

式中,N表示前导序列SP的周期。为减小噪声对粗载波频偏估计算法的影响,前导序列中插入了多个SP序列,计算连续5个周期SP序列的自相关并求其平均值可以达到更好的准确度。

经过粗载波频偏估计与恢复之后,残余载波频偏值已比较小,为保证载波恢复的精度,继续采用精细载波估计算法将残余载波频偏值消除。精细载波估计借助于帧结构中的LP序列实现,LP序列长度一定程度上决定精细载波估计精度,精细载波估计仍通过式(5)获得。

2.3 并行信道估计与均衡

在实际无线数据传输过程中,需要采用信道均衡来克服多径时延和宽带信号传输等因素引起的频率选择性衰落。本文采用一种有数据辅助的信道估计与均衡算法,信道估计和均衡可以独立处理。进行信道估计与均衡需要适当的信号帧结构设计,图5为信号帧结构[12]。

(1)并行信道估计按如下步骤进行

①利用LP序列进行信道估计

信道参数估计,利用信号帧中带有循环前缀的PN序列来完成。在接收端,接收到的PN序列用矢量y表示,定义yi,i=1,2,…,NC为各支路输入矢量:

式中,各矢量的长度这里表示向上取整。且满足关系式:

式中,h为需要估计的信道参数,长度为L,NC路并行输出。为准确地估计信道参数,要求选择的帧头循环前缀长度M1满足条件矢量w为各变量相互独立的零均值复加性高斯白噪声,服从N(0,σ2I)。由最大似然估计法,可以解得:

②分别对有效数据及信道参数进行FFT;

③进行频域均衡除法运算,进行信道均衡可采用迫零准则或最小均方误差准则;

④对所得商进行IFFT,得到均衡后数据输出。

(2)并行均衡

并行FFT运算利用蝶型结构完成。将x(n)分成NC组,且Nm=N/NC为整数,则有:

定义si,i=1,2,…,NC为各支路输入的帧体数据矢量:

式中,各矢量的长度Nm=Nb/NC,Nb为信号帧中帧体有效数据的长度,为计算方便,选择Nb为NC的整数倍。分别对si作Nm点FFT,再以i为变量作NC点FFT,则同时计算出NC个分量S(k+m Nm),m=0,1,…,NC-1。采用迫零准则,进行并行除法运算:

式中,m=0,1,…,NC-1,k=0,1,…,Nm-1。

最后进行并行IFFT,得到:

式中,k=0,1,…,Nb/2-1。分别对NC条支路的数据J'i(k)做Nm点IFFT,得到s'(n+r NC),n=0,…,NC-1,r=0,…,Nm-1。

3 仿真验证

3.1 多径信道仿真

系统采用16QAM调制体制,数据传输速率1.2 Gbps(对应符号率300 Msps)。系统接收端采用近似4倍过采样。载波频率偏差1.530 MHz(相当于0.51%符号速率,约0.153%采样速率),相位偏差70°。AWGN信道SNR=25 d B,对应于16QAM调制体制=17.22 d B。多径信道环境,在AWGN信道的基础上添加一条延时为0.03μs、强度比主径小4 d B的副径。

图6为信道参数估计值仿真结果,可以看到信道估计可以正确地估计出多径信道的参数。多径信道环境下各模块处理之后的星座图如图7所示。

从以上各模块仿真图可以看出,在多径信道下,各并行模块均能较好地完成各自的功能[13],实现高速串行数据转换为并行数据处理过程,有效降低了硬件实现的时钟频率。

3.2 系统性能仿真

分别在AWGN信道和多径信道环境下对本文提出的并行调制解调算法的性能进行仿真分析,系统误码率曲线如图8所示,可以看出,在AWGN信道和多径信道下系统误码率曲线基本接近理论曲线,很好地提高了系统的性能。

4 结束语

为适应未来高速数据传输的需求,提高收发机的处理速度,针对Gbit级无线通信中并行调制解调算法展开研究,给出了并行载波频偏恢复算法和并行时钟恢复算法的结构及实现过程,并对其性能进行仿真验证。仿真结果表明,所提出的并行调制解调算法,可有效提高系统的数据处理速度,且系统具有较优的差错性能,解决了调制解调器实现复杂度高和硬件资源占用率高的难题,适用于未来高速无线通信系统。

摘要：为了提高调制解调器数据处理速度,实现高速数据传输,针对Gbit级无线通信中并行调制解调算法展开研究,提出并行Gardner时钟恢复算法、并行载波恢复算法及并行信道估计与均衡算法,并利用matlab软件对AWGN信道下系统性能进行仿真验证。仿真结果表明,所提出的并行调制解调算法,可有效提高系统的数据处理速度,且系统具有较优的差错性能。

九开关变换器脉宽调制策略 篇3

关键词：九开关变换器,脉宽调制,死区,六开关单相变换器

0引言

三相变流器的传统拓扑结构为背靠背式。该结构能够实现两个输入/输出端口的独立控制,操作简便易行,但所需开关数目较多,生产成本高,体积庞大。为了降低生产成本,提高安装灵活度,相继提出一些开关数目较少的拓扑结构,其中以九开关变换器为典型代表。关于九开关变换器的应用,最初是作为双电机驱动系统于2007年被提出的[1],后经发展被应用于变频器[2]、在线不间断电源[3]、统一电能质量控制器[4]、电动汽车[5]、集成光伏发电系统[6]等方向。鉴于九开关变换器拓扑结构的特殊性及其在调制深度方面的限制,并非每一种九开关变换器的应用都能够取得良好的效果。九开关变换器的性能表现与其采用的脉宽调制(PWM)策略密切相关[7-9]。目前九开关变换器的调制方法主要分为空间矢量脉宽调制(SVPWM)和正弦脉宽调制(SPWM)两种。

本文主要针对SPWM方法进行详细介绍,并在此基础上提出一种针对六开关单相变换器结构的新型交叉调制方法。该方法突破了六开关变换器在调制深度上的瓶颈,对九开关变换器的应用也具有一定的指导作用。

1九开关变换器的控制策略及其数学模型

九开关变换器拓扑结构如图1所示。每一相桥臂均由3个功率开关器件串联组成,共有两组输入/ 输出,相对于背靠背式十二开关变换器结构(见图2)省略了3个开关器件。运行过程中,两组输入/输出共用中间开关SXY(X取A,B,C;Y取U, V,W),存在物理耦合关系。该耦合关系将限制每组输入/输出的性能,包括电压或电流的幅值、谐波, 并相应地对PWM控制信号产生了具体要求。

与十二开关变换器开关状态(见表1)不同,九开关结构变换器的开关状态中状态4被禁用(见表2)。说明九开关结构变换器的自身限制条件为上端输出电压VA必须高于下端输出电压VU。

九开关变换器工作模式分为同频(CF)工作模式和异频(DF)工作模式两种。CF模式下,输入/输出端频率相同,适用于统一电能控制器、在线不间断电源等领域;DF模式下,输入/输出端频率不同,幅值大小也可以相应调节,主要应用于变速电机驱动。 本文研究主要基于CF模式进行。

九开关变换器基于载波的基本PWM控制信号产生方式如图3所示,其中Ref X指代上路调制信号,Ref Y指代下路调制信号。两路调制信号与共用载波进行比较,分别产生上路开关SX和下路开关SY的开关驱动信号,中路开关SXY的开关信号由上、下两路开关信号经“异或”运算获得。在开关SX和SY的导通区间插入死区保护,可避免同桥臂开关的直通现象。 依照上述控制策略,当Ref X和Ref Y交叉时将会出现SX,SXY,SY同时关断现象, 两组输入/输出电流悬浮,破坏归一化伏秒特性,引起输入/输出失真。

1.1九开关变换器PWM方式发展历程

九开关变换器的PWM方式经历了3个发展过程。在发明之初采用的是载波宽度平分控制方法[1]:用一条虚拟直线将载波信号均分为上、下对等的两部分,调制信号只在相应范围内运行,上端调制信号mA置于载波上端,下端调制信号mU置于载波下端,如图4所示。采用载波平分控制方式能够保证mA高于mU,但调制深度小,直流母线电压利用率低,功率器件耐压水平和损耗程度也相应增大。

第2阶段的调制方法为边值—共用调制方法: 即对上路调制信号mA加入适当直流偏置,使其抵住载波顶端,同时对下路调制信号mU加入适当直流偏置,使其抵住载波底端(见图5)。只需保证两调制信号间无交叉现象即可不受均分调制的限制, 自由确定调制深度,缺点在于输出波形中谐波含量相对较高。

第3种调制方法为九开关变换器的优化控制策略[10],又分为谐波优化控制策略和开关损耗优化控制策略两种。谐波优化控制策略以调制信号尽可能趋近纵轴载波中心为优化目标,减小每一开关周期中两零状态的间隔差值,以达到减小输出总谐波失真度的目的(见图6)。谐波优化控制策略以尽可能远离载波上下顶端为调制手段,与边值—共用调制策略形成鲜明对比。两种调制方式输出谐波比较如图7所示。

上述调制方式均属于连续调制方法。在连续调制方式下,九开关变换器的每组桥臂在每半个开关周期中都要发生4次开关动作,与传统背靠背式结构相同。开关损耗优化调制方法以不连续调制为基本手段。由于拓扑结构差异,开关间存在物理耦合关系,并非所有不连续调制方法均适用于九开关结构。经研究证明,只有120°不连续调制方式满足九开关变换器的自身限制要求(见附录A图A1)。

1.2九开关变换器的数学模型

以A相为例,上、下两路调制信号数学表达式为:

式中:M1和M2分别为上、下两路调制深度;ω1和 ω2为角频率,在同频模式下,ω1=ω2;φ1和φ2分别为上、下路调制信号初相位。

为满足九开关结构的自身限制,避免上、下两路调制信号相互交叉,需对其加入适当直流偏置,如式(2)所示:

式中:θ=|φ1-φ2|,0°≤θ≤180°。当M1和M2已知时,最大偏移角度θ可通过式(2)求出。

当M1=M2时,表达式可简化为:

当ωt在-π到π之间变化时,调制深度最大值为1(当θ=0°时)。当上、下路调制信号间存在初始相位差,即θ≠0°时,调制深度相应减小。与传统整流器类似,调制深度与直流母线电压之间呈反比关系[3]。

在九开关变换器结构中,直流母线电容电压与交流侧输出电压间关系表达式为:

式中:Vas为输出相电压有效值;Vdmin为直流母线电容电压最小值。

异频模式下,调制信号间初始相位差为 π,直流母线电压上升为无相位差时的2倍,成为限制九开关变换器在异频模式下应用的主要障碍。

2九开关变换器的死区消除调制方法

传统变流器结构中,为避免同一桥臂开关同时导通,常规解决方法为引入死区,延迟上升沿开通时间。死区注入能够避免直通,但变换器有效工作时间会相应缩减,增加了输出波形中的谐波含量,尤其在开关频率较高时,畸变程度会进一步加剧。早期文献中,消除死区影响的主要方法为进行死区补偿[11],但控制系统复杂,实现难度大。近期,一种依靠二极管单相导通特性,针对两电平结构变换器桥臂进行单元分解,进而实现死区时间消除的控制方法被提出[12]。该控制方式下,每个开关管只工作半个周期,反向并联二极管起到另外半个周期的续流作用。通过检测电流方向,确定对应开关单元,即可在不引入死区情况下保证变换器正常工作。

与两电平结构不同,九开关变换器在模型上更为复杂,上述无死区控制方式不能直接应用于九开关变换器。文献[13]提出一种针对九开关变换器的无死区调制方法。

同频模式下,以A相为例,当只考虑上端输出时,可将中间开关(SAU)和最底部开关(SU)视为一个整体。而在考虑下端输出时,最顶部开关(SA)和中间开关(SAU)也可视为一个整体。定义Iup为上端输入/输出电流,Idn为下端输入/输出电流,电流流出方向为正,流入方向为负。依据电流方向不同,每相桥臂可分解为4个开关单元S+,S0,S-,Sf,如图8所示。

分别对应式(5)所示的电流方向组合:

S+,S0,S-这3种开关单元均符合表2中的九开关结构开关状态要求,可采用与两电平结构类似的控制方式实现无死区调制。无死区开关信号产生过程与第1节介绍相同,将控制SX和SY的无死区开关信号分别与上、下端电流方向组合对应的开关单元状态进行逻辑“与”运算,可获得无死区调制方式下的桥臂开关信号。

当Iup<0,Idn>0,即处于开关单元Sf状态时,不满足表2要求,需进行控制策略调整。当Iup<0时,上路开关SA保持关断,以PWM方式控制中路开关SAU以达到调节上端电流的目的;Idn>0时,下路开关SU保持关断,通过切换中路开关SAU的开关状态以达到调节下端电流的目的。实际上,当Iup< 0时,下路开关SU保持关断,电流无法达到直流母线负端;同理,Idn>0时,上路开关SA保持关断,电流无法进入正直流母线,电流悬空,系统外部伏—秒平衡特性遭到破坏,输出波形畸变较为严重。

通过观察发现,当Iup<0时,开关SA只起到续流作用,电流流经中路开关SAU和下路开关SU到达直流母线负端。同理,当Idn>0时,下路开关SU只起到续流作用,电流流经中路开关SAU和上路开关SA到达直流母线正端。正常情况下,SU的开关状态由下端调制曲线(Ref Y)与三角波进行比较获得。 当处于开关单元Sf状态时,使用上端调制曲线(Ref X)与三角波比较获得的开关信号来驱动下路开关SU。同理,上路开关SA的开关信号变为由下路调制信号(Ref Y)与三角波比较获得。

九开关变换器结构CF模式下死区时间消除控制策略如图9所示。图中:Tij为电流处于ij状态时的持续时间,其中i代表上端电流,j代表下端电流, 1代表电流方向为正,2代表电流方向为负;t1和t2为等效死区时间。CF模式下,上、下路调制曲线相位差为60°时的实验波形如图10所示。

3六开关单相变换器的交叉调制方法

无论采取上述何种控制方式,均不能突破九开关变换器结构的自身限制,即不能实现上、下路调制信号间的交叉,这也成为限制其调制深度进一步提高的瓶颈。基于开关单元分解思想,本文提出一种交叉调制方法[14]。相比于上述调制方式,交叉调制方法在调制深度、直流母线电压利用率和开关损耗方面占有优势。

在交叉调制方式下,不仅要检测上、下两端调制曲线mA和mU的相对位置,还需检测上、下两端电流方向,如式(5)所示。在图8所示4种开关单元状态中,可利用开关单元S0状态以提高调制深度,即采取交叉调制方式时,允许上下路调制信号在Iup> 0,Idn<0时出现交叉,为提高调制深度提供可能。

在九开关三相变换器结构中,各相处于开关单元S0状态下的时间区域间存在复杂的相互影响。 故本文选取六开关单相结构为平台进行研究,为后续实现九开关变换器的交叉控制策略奠定基础。

为验证交叉调制方法的有效性和稳定性,在MATLAB/Simulink仿真环境下进行了仿真验证。 选取六开关单相结构,直流母线电容1 000μF,输入侧滤波电感20mH,输出侧滤波电感5mH,负载20 Ω,开关频率5kHz,电网电压220V。上、下路调制信号间相角差θ为30°。

采用边值—共用控制策略的仿真波形如图11所示。网侧输入和负载侧输出波形正弦性良好,实现单位功率因数控制,直流母线电压平衡在392.8V,调制深度为0.79,与通过式(2)计算结果相符。图12中,采用交叉控制方式时,在保证输入/ 输出特性良好的前提下,直流母线电压最终平衡在372.7V,调制深度提高为0.83,验证了交叉控制方式提高调制深度的效果。

4结语

本文归纳总结了九开关变换器SPWM策略发展历程,在此基础上对其调制深度进行了详细推导。 为消除死区时间影响,九开关变换器可采用开关单元组合调制方法。文中最后提出一种针对六开关单相变换器结构的新型调制方式,经仿真验证,能够有效提高调制深度。

脉宽调制整流器直接平均功率控制 篇4

脉宽调制(PWM)整流器技术经过几十年的发展,以其网侧电流谐波小、可运行于单位功率因数和双向能量流动等优点克服了二极管不控整流对电网的污染,在工业界得到了广泛的应用[1]。国内外学者从不同角度出发对其控制方式进行了深入研究,提出了各种控制策略。PWM整流器的经典控制方法包括:电网电压定向控制(voltage orientedcontrol,VOC)[2]和直接功率控制(direct powercontrol,DPC)[3]。其中,VOC通过坐标旋转变换和电网电压定向将网侧电流分解成有功分量和无功分量,然后采用比例—积分(proportional integral,PI)控制器对二者分别进行调节,以实现有功和无功功率的解耦控制。VOC可以实现良好的动静态性能,但是其控制效果严重依赖于电流内环设计及其参数整定,而且受制于电流内环的带宽,其动态性能很难达到很高的指标[3]。相比VOC,DPC是在瞬时功率理论的基础上,通过分析整流器交流侧电压矢量对有功和无功功率的影响,得到一个优化的矢量表,根据电网电压的位置,从矢量表中优化选择一个可以同时减小有功和无功功率与给定值间误差的电压矢量。由于DPC不需要电流内环及其整定,故动态响应快速,有较好的鲁棒性。快速的动态响应使得DPC在电气传动、有源电力滤波等领域得到了广泛的应用。由于DPC控制效果依赖于矢量表的精确程度[4-6],稳态时纹波较大,且开关频率不固定,通常需要较高的采样频率才能获得较好的控制效果[7]。

随着对PWM整流器及其控制研究的深入,一些较为新颖的控制策略相继被提出,包括无源性控制[8]、模糊控制[9]、无差拍控制[10]、模型预测控制[11,12]和比例谐振控制[13]等。虽然这些控制策略能够有效地提高PWM整流器的控制性能,却在不同程度上使得系统变得复杂和难以实现。

传统基于矢量表的DPC具有结构简单和动态响应快的优点,但是稳态纹波较大。如果能够通过对传统DPC进行改进,使其稳态性能提高的同时维持原来的动态响应,则将获得一种具有优良动态和稳态性能的控制方法。这也正是本文的出发点所在。本文首先应用瞬时功率理论建立了PWM整流器的预测功率模型,推导得到了有功和无功功率的变化率表达式,在分析传统DPC稳态性能差的原因基础上,提出一种新型的直接平均功率控制(directmean power control,DMPC)策略。该方法通过在一个控制周期内同时引入一个非零矢量和一个零矢量来改善系统的稳态性能[14]。其中非零矢量从一个预先设计好的矢量表中选取,其作用时间则基于在一个控制周期内平均有功功率等于有功参考值的原则而得到。文中详细分析了DMPC的原理,并将其分解成电压矢量选择、矢量作用时间和矢量作用次序3个问题,采用数学推导得到了非零矢量作用时间的解析表达式,最后通过实验验证了本文所提方法的有效性。

1 PWM整流器功率预测模型

三相电压型PWM整流器的主电路拓扑结构如图1所示。其中ea,eb和ec为网侧三相交流电压;L和R分别为三相交流侧的电感和等效电阻;C为直流侧电容。

通过3/2坐标变换,可以得到在两相静止αβ坐标系下的PWM整流器数学模型[7，11]:

式中:e,i,v分别为网侧电压矢量、网侧电流矢量和整流器交流侧输出电压矢量。

根据瞬时功率理论[15],网侧复功率可以表示为:

其中瞬时有功功率p和瞬时无功功率q分别为:

不同电压矢量对有功和无功功率的影响可以通过对功率的导数进行分析得到。对式(2)进行微分运算,可得:

假设三相电网电压平衡且为正弦,网侧相电压可表示为e=|e|ejωt,其微分形式为:

结合式式(1)、式(4)和式(5)可得复功率的微分形式为:

分解式(6)为实部和虚部,可得:

式(7)为预测施加不同电压矢量时有功和无功功率的变化提供了依据。

2 直接平均功率控制原理

2.1 传统DPC分析

传统的矢量表DPC根据电压矢量的位置和有功/无功功率实际值与给定值之间的误差符号,从一个预设的矢量表中选取一个电压矢量,以期达到同时减小有功和无功功率误差的目的。在矢量选取时只考虑了功率误差的正负号,而未考虑误差的大小。另外,由于矢量表本身只是一个启发式的矢量表,选择的矢量不一定是最佳矢量,甚至可能是无效矢量。最后,选中矢量会作用在整个控制周期,因此控制力度不能调节。以上3 个原因使得传统矢量表DPC不可避免地造成对功率的调节过强或者过弱,从而导致较大的功率脉动。

通过分析传统DPC稳态性能差的原因可以得出:如果要减小功率脉动,则需要对矢量表进行改进以选择最合适的电压矢量,或者调节所选矢量的作用时间使其只作用一部分时间而非整个周期,从而得到对功率的“温和”调节,这也正是本文的出发点之一。

2.2 电压矢量选择

针对DPC,目前国内外学者已经提出了多种矢量表。其中提出较早并且在学术界影响较大的是1998年由日本学者Toshihiko Noguchi提出的矢量表[3]。它将整个矢量平面划分为12个扇区,采用砰砰控制器。其主要缺点是在有功增加和无功减少时选择的矢量并不合适,在奇数扇区时有功脉动较大而在偶数扇区时无功脉动较大[6]。为此国内外不少学者相继提出了各种形式的改进矢量表[1，4，6-7],其主要不同在于有功功率增加时所选择的矢量不同。通过对现有的各种矢量表进行分析和比较,本文采用如表1所示的矢量表,其本质上与文献[6]提出的矢量表等效,但将矢量平面划分为6个扇区,实现更为容易,其有效性已经通过实验得到验证[7]。

表1中具体的扇区划分如图2所示,k为扇区编号,采用循环计数法,即k=mod(k,6)。比如在扇区1时,对应有功增加和无功减少的矢量Vk-1实际上为V6。

图2 PWM整流器扇区划分Fig.2 Sector division of PWM rectifier

2.3 矢量作用时间

传统DPC并不直接对功率进行精确控制,只是通过砰砰控制把功率误差抑制在一定范围内,因此必须采用较高的采样频率。通过矢量表优化可以改善DPC的稳态性能,但是效果有限,这是由于从矢量表得到的非零矢量产生的功率变化比较大,在固定的控制周期里很容易造成功率的调节力度过强或过弱。因此,要实现功率的精细控制必须进一步调节矢量的作用时间。另一方面,不少文献已经指出零矢量对功率变化的影响很小[6-7],如果将一个控制周期内非零矢量作用外的时间分配给零矢量,则可以在满足功率控制的同时减小功率脉动。问题的关键是如何确定非零矢量的作用时间或者说是占空比。

与传统DPC只求把功率误差控制在一定范围内不同,本文力求实现对功率的精确控制。为此提出直接平均功率控制的概念,以精确控制每个控制周期内的平均有功功率与参考值相等为目标,并据此原则来对矢量表DPC所选择矢量的作用时间进行解析求解。由于该非零矢量来自传统DPC的矢量表,因此系统的稳定性可以得到保证。

如图3所示,假定该非零矢量和零矢量在k时刻对应的有功功率的变化率分别为f1和f2,k时刻的有功功率为Pk,k+1时刻的有功功率为Pk+1,给定有功功率为Pref,ts表示非零矢量的作用时间,tsc表示控制采样周期。如果根据表1选择的非零矢量作用在整个控制周期,则在k+1 时刻的有功功率变为Pk+1′,可以直观地看出,其与有功参考值间的误差较大,从而导致较大的功率纹波。采用本文提出的直接平均功率控制,可以有效地控制本周期结束后的有功功率误差,使得下一周期开始时的功率误差控制在较低的范围内(如图中Pk+1所示),从而得到较高的稳态性能。

图3平均有功功率直接控制算法解析图Fig.3 Diagram of mean power DPC algorithm

按照一个周期内平均有功功率和有功参考值相等的原则,根据图3可以得到:

对式(8)进行数学求解可得到非零矢量的作用时间为:

式中:tv=tsc(2Pk-2Pref+f1tsc)/(f1-f2),f1和f2从式(7)计算得到。

需要注意的是,如果tv<0,表明系统仍处于动态过程,此时在整个控制周期内都应该输出从表1中得到的非零矢量,以维持系统的动态响应。

2.4 矢量作用次序

优化矢量的作用次序可以降低PWM整流器的开关频率,从而降低开关损耗,为此需要对非零矢量和零矢量的作用次序进行动态调整。首先,零矢量状态的选择应按照与非零矢量之间开关跳变次数最少的原则选取。其次,需要按照上一周期结束时的矢量来动态调整本周期的矢量作用次序。比如:上一周期所发矢量为“110→111”,本周期要发的矢量为“101→111”,则需要将之动态改为“111→101”,以减小相邻矢量序列之间的开关动作次数。在动态改变矢量作用次序的同时,相应的矢量作用时间也要随之改变。

3 实验验证

3.1 系统框图

本文所提出的直接平均功率控制框图如图4所示,按照表1来选择非零矢量V1,而零矢量V0则按照2.4节中的原则来选取。为了验证DMPC方法的有效性,作为对比,本文还给出了基于矢量表DPC的结果,其在矢量选择时同样采用表1。如果在DMPC中取消零矢量,即非零矢量V1的作用时间ts与控制周期tsc相等,则DMPC与作为比较对象的矢量表DPC完全一致,可以认为传统矢量表DPC是DMPC的一个特例。因此,在实现时二者可在同一个框架下实现,方便了从DPC到DMPC的移植。实验所采用的系统主要参数为:交流侧线电压有效值为150 V,频率为50 Hz,交流侧电感为10mH,直流母线电容为840μF,母线电压给定值为300V,负载为100Ω。

3.2 实验结果

搭建了三相电压型PWM整流器实验平台来验证本文提出的控制算法。实验平台包括:以TI公司的32 位浮点数字信号处理器(DSP)TMS320F28335 为核心的控制板及基于富士7MBP75RA120IPM的主电路。为了方便观测内部变量,控制板上扩展了4 通道的DA。实验中除电流采用电流探头直接测得外,其他变量都是通过12位的DA输出显示。

母线电压开环,仅有功率闭环时基于DMPC的PWM整流器稳态波形如图5所示。有功和无功参考值分别为1 000 W和0 var,系统采样频率为20kHz。在相同测试条件下,将采样频率提高到40kHz,得到基于表1的稳态波形如图6所示。

对比图5和图6可以明显看出,矢量表DPC的稳态性能较差,有功功率脉动大,电流含有较多谐波,而采用本文所提出的方法可以有效地减小有功功率脉动,改善电流波形。进一步量化分析可知,DMPC将网侧电流总谐波失真(THD)从矢量表DPC的8.89% 降低到了5.97%,电流波形质量得到明显改善。在1kW负载稳态时,DMPC将有功脉动Pripple从DPC的47.59 W减小到22.25 W,减小了53.3%,而无功脉动Qripple略有增加,电流THD则减小了32.9%,系统整体稳态性能得到明显改善。其中功率脉动是通过分析0.1s内有功和无功功率各自的均方差而得到。

除了稳态性能,本文还进一步考察了DMPC的动态性能。图7和图8分别为DMPC(采样频率为20kHz)和矢量表DPC(采样频率为40kHz)在有功功率从600 W阶跃到1 000 W的实验波形。在动态过程中无功功率始终为零,即单位功率因数运行。对比图7和图8可以看出,二者具有相似的动态性能,实际有功功率很快跟踪到参考有功功率,证明DMPC具有和矢量表DPC一样的优异动态性能,同时能够有效减小有功功率脉动,改善电流波形。

图7基于DMPC的PWM整流器有功阶跃响应(采样频率为20kHz)Fig.7 Responses to stepped increase in active power for DMPC(sampling frequency is 20kHz)

前面实验考察了直流母线电压开环时系统的动静态性能,下面进一步考察在电压闭环,即有功参考由电压外环产生时系统的性能。图9和图10分别是DMPC(采样频率为20kHz)和矢量表DPC(采样频率为40kHz)从空载到突加1 000 W负载时的实验波形对比。在整个过程中无功功率始终为零,即系统运行于单位功率因数,二者的动态性能相似,但本文所提方法的功率脉动更小。需要指出的是,在相同的采样频率下,相比基于矢量表的DPC,DMPC会增加功率器件的开关频率和损耗,同时计算量也有所增加,但是考虑到现代电力电子器件和微处理器性能的快速发展,开关频率提高和计算量增加并不是很大的问题。采用DMPC不仅保持了传统矢量表DPC的动态性能,而且能够在降低系统采样频率的同时,大大减小有功功率脉动,显著改善了系统的稳态性能,且在很大程度上减小了电流THD,因此DMPC仍然有较大的实用价值。

图9基于平均功率直接控制的突加负载响应(采样频率为20kHz)Fig.9 Responses to stepped increase in load for mean power DPC(sampling frequency is 20kHz)

4 结语

三维空间矢量脉宽调制策略研究概述 篇5

脉宽调制(pulse width modulation,PWM)技术已被应用于能量转换变换器中。目前多电平逆变器的主要控制方法有正弦PWM法和空间电压矢量PWM法等。在以上这些方法中,空间矢量脉宽调制(space vector pulse width modulation,SVPWM)算法是较为优越并且应用广泛的一种,它可以平衡中点电压、减小谐波含量、减小开关频率和减小共模电压等。在不平衡负载或3次谐波下,三维空间矢量调制技术可以很好地解决多电平逆变器输出电压和电流波形失真等问题。

1 多电平逆变器脉宽调制技术

1.1 多电平逆变器的拓扑结构

常见的多电平逆变器按主电路拓扑结构可分为二极管钳位型多电平逆变器、飞跨电容型多电平逆变器、H桥级联型逆变器。前两种结构类似于基于开关器件的串联,属于单一直流电源三电平结构;后一种级联型结构是基于功率模块的串联而构成的,属于多个直流电源三电平结构[4]。其中,二极管钳位型逆变器以其结构简单、成本较低等优点得到广泛的研究和应用。近年来又出现了由这3种基本结构经过变化和组合衍生出来的电路拓扑结构,研究比较多的有混合型多电平逆变器和通用型多电平逆变器等。

1.2 多电平逆变器的调制策略

多电平逆变器的调制策略主要有消除特定谐波(selective harmonic elimination,SHE)PWM法、多载波PWM法和SVPWM法3大类,如图1所示。

其中多载波PWM方法分为载波移相法(phase-shifted PWM,PS-PWM)、载波层叠法(level-shifted PWM,LS-PWM)和开关频率优化法。空间矢量调制法可以分为二维空间矢量法(two dimensional space vector pulse width modulation,2-D SVPWM)和三维空间矢量法(three dimensional space vector pulse width modulation,3-D SVPWM)[5]。在上述多电平调制方法中,SHEPWM方法适用于所有多电平变换器;多载波PWM调制方法适用于5电平以上的多电平变换器;SVPWM方法适用于3~5电平变换器,对于电平数超过5的逆变器,空间矢量的数目增多,控制变得复杂。PS-PWM方法适用于级联H桥多电平变换器,LS-PWM方法和开关频率优化PWM方法既可以用于二极管钳位型多电平变换器和飞跨电容多电平变换器中,也可以用于具有独立直流电源的级联H桥多电平变换器。不同拓扑结构的多电平逆变器应根据自身特点,合理地选择调制策略,以实现调制目标和性能要求。应用于多电平逆变器的PWM技术需要满足2个调制目标,即控制逆变器自身工作动态和输出端电压,前者包含谐波失真的抑制以及开关管输出功率均衡的控制等,后者则使输出脉冲序列与目标参考波形在伏—秒意义上等效[5,6]。

多载波PWM法是从输出电压正弦化的角度出发,电压利用率较低,开关频率较高,一般应用于大功率场合。SHE法主要应用在大功率场合中,以减少切换损耗等。然而其算法复杂、且由于增加了切换角度而建立的非线性的超越方程需要解决,因此基于SHE算法思想的高电平变换器的设计实现很复杂。在这种情况下,具有低开关频率的控制策略更为适合。例如多电平向量控制(multilevel space vector control,MSVC)具有通过高电平变换器逼近参考的产生的向量以产生高电压下的向量的优势,这一原则降低了切换损耗的基本开关频率。MSVC法时域下的控制策略是最近电平控制,本质上是一致的,但是考虑通过逆变器产生的最近的电压电平,而不是最近的矢量。这两种方法对于多电平逆变器是适合的,其工作原理是基于近似而非平均参考时间调制,同时,也代表了低电平逆变器的总谐波失真和低调制系数的特征[7,8,9,10]。SVPWM法以三相波形整体生成效果作为先决条件,以电机气隙的理想圆形旋转磁场轨迹作为标准,利用由不同的开关状态组合产生的实际磁通去逼近基准圆形旋转磁通[7,8]。其控制思想就是采用一组开关矢量来拟合参考电压矢量,从电动机的角度出发,将逆变器与电动机视为一个整体,以内切多边形逐渐逼近圆形的方式进行控制,使电动机得到具有一定规则的旋转磁场,并且容易实现数字化控制[8]。综合比较,多电平逆变器SVPWM法具有较大优势。

2 三维空间矢量脉宽调制技术

2.1 2-D SVPWM算法

传统的2-D SVPWM策略常用的方法有最近三矢量法(NTV)、虚拟矢量法(NTV2)和混合调制法。这些方法的实现过程一般主要包括以下4步:1)判断参考矢量的区域;2)选取基准矢量来合成参考矢量;3)计算各基准矢量作用的时间;4)确定开关序列。这些算法的差异主要在于对基准矢量的选取以及对基准矢量作用时间的分配上。

现以三电平NPC结构逆变器为例来简要地介绍3种方法。

2.1.1 NTV法

在三电平NPC结构中,可以选择的开关状态共有27种,在平面圆形区域内就存在19种向量,如图2所示。

根据各矢量的大小及对中点电压的作用,可将其分为大、中、小3种矢量及零矢量,且每种类型的矢量具有不同的开关状态。其中零矢量和大矢量对中点电位没有影响;中矢量和小矢量都会造成中点电位的不平衡,其中中矢量不可控,小矢量可利用其冗余性[9]来实现对中点电位的平衡控制。

由最近三矢量原则合成Vref矢量的3个基本矢量的选取,并利用伏秒平衡原理[9,10]计算出相应的作用时间。以参考矢量位于扇区Ⅰ为例,如图3所示。

式中:T1,T2,T4分别为3个基本电压矢量V1,V2,V4所对应的作用时间;Ts为1个周期时间。

但是计算过程需要处理三角函数的问题,导致该算法较为复杂。在实际工程应用中,往往先将各区域电压矢量分配表制成表格存于数字控制处理器中,然后采用查表方式实现信号的发送[11]。

2.1.2 NTV2法

NTV法并不能在全局范围内控制中点电位。过调制情况下引入小矢量之后与中矢量各自产生的电流未能抵消,不能保证在1个周期内中点电流的平均值为零[12,13]。NTV2法主要思想是虚拟出1个矢量来代替中矢量,该矢量是由与中矢量相邻的小矢量合成的,参考电压空间矢量由虚拟空间矢量合成,保证在1个周期内中点电流的平均值为零[14,15]。因此,NTV2法可以控制任意负载下中点电压平衡。

2.1.3 混合调制法

混合调制控制策略的基本原理是低调制度下根据中点电压偏移情况,结合三相电流,克服非冗余小矢量引起中点偏移的情况;高调制度下考虑中矢量对中点偏移的影响,对不同的小三角形设置不同的时间控制因子,实现对中点电位平衡的精细化控制[16,17]。

传统的多电平逆变器空间矢量技术需要进行查表及函数运算,3-D SVPWM法可将其参考电压矢量分解为两电平矢量及偏移矢量,可简化运算。3-D SVPWM法中的重要问题如相邻矢量的确立、开关系列和占空比的计算都可以通过1个两电平空间矢量解决[2,3]。

2.2 3-D SVPWM算法

3-D SVPWM算法的基本过程主要分为4步:1)空间矢量标幺;2)参考矢量分解;3)输出开关状态判断;4)占空比计算及开关序列确立。

2.2.1 空间矢量标幺

三桥臂三电平NPC逆变器的每一相输出电压可以表示为

式中:Sj取1,0和-1。

通过Vdc进行标幺,则每一项的输出电压可以表示为

参考电压矢量为

2.2.2 参考矢量分解

在三维空间矢量调制法中所希望输出的电压矢量被分解为偏移分量和两电平分量两部分:

在abc坐标系中表示为

参考矢量的偏移分量定义为

式中:Int()为对真实输入值进行取整操作。

参考矢量的两电平分量定义为

两电平空间矢量在αβ平面上的投影如图4所示。

根据αβ0平面转换,两电平参考电压矢量的三维分量表示为

2.2.3 输出开关状态判断

参考电压矢量由4个相邻的矢量合成:

对每个矢量的作用时间通过Ts进行标幺:

平面中的每个扇区里所选用来合成参考矢量的相邻矢量是不同的,不同扇区中矢量的选择见表1。

两电平参考电压矢量的角度用于检测参考电压矢量所在区域,当3-D SVPWM是应用在1个数字控制器上时,则不便于计算角度,因此可采用一种简化检测算法,扇区判断[18,27]的过程如图5所示。该法可以简化计算量并且减小程序的运算量。

2.2.4 占空比计算及开关序列确立

若式(12)两端减去偏移电压矢量Voffset,可得:

式中:下标t表示向量为两电平空间矢量。

两电平三维空间矢量的分量如表2所示。

由表2可得出结论:合成矢量中的V1和V4矢量对α,β轴上的输出没有影响,因此可以用下式来计算t2和t3[19]:

但是在程序中求解矩阵方程并不容易,可以提前针对这6个不同的区域对这6个对应的方程进行求解,具体求解过程为

扇区1:

扇区2:

扇区3:

扇区4:

扇区5:

扇区6:

V4的作用时间t4可以通过两电平矢量的零序分量及V2和V3的零轴输出来求解,即

通过上述公式可计算各矢量的作用时间,从而确定开关序列。在一个周期的前半部分中作用矢量系列选为V1,V2,V3,V4,在后半个周期中选为V4,V3,V2,V1[20]。

3 中点电压平衡控制技术研究

三相不平衡负载包括2种情况:三相无中线系统中的不平衡负载和三相4线系统中的不平衡负载。其中三相输出电压不平衡最为常见,主要是三相逆变系统中线路参数或者负载不平衡导致的,后果可能导致电机及其附件发热和振动,危及安全运行和正常工作,降低发电机容量利用率,增加电网损耗,而且还会对通信领域产生干扰等。另一方面,当三相不平衡负载用于NPC三电平逆变器中时,还会对中点电压平衡产生影响,增加输出电压的谐波含量。国家已经制订了相关标准,以规范三相电源系统输出电压指标。

目前关于抑制逆变器负载不平衡的研究主要包括主电路的硬件结构和控制方式两个方面。常用的硬件控制方法包括:1)△/Y变压器;2)分裂电容式;3)三相4桥臂逆变器拓扑结构等;控制方式包括重复控制与对称分量法。三电平逆变器中点电压不平衡控制的研究方法包括:1)合理选择矢量的的作用时间或者顺序;2)构建虚拟空间矢量;3)注入零序分量[21]。虽然这些控制方法无需增加硬件电路,但未考虑中点电压低频振荡的抑制。SVPWM用于控制中点电压平衡的方法主要包括重新安排冗余矢量时间分配和改变开关次序。中点电压平衡控制问题为三电平逆变器的重要研究对象之一。

4 3-D SVPWM应用研究现状

国内外学者对SVPWM策略做了深入的研究[22],并提出了多种改进的SVPWM算法,如工作模式法、静止坐标系法、传统分区查表法、参考矢量分解法、基于非正交坐标系的SVPWM法[23]以及基于坐标分量的SVPWM法等。上述这些算法本质上是基于选取的坐标系的不同。多电平的3-D SVPWM调制技术最先于文献[24]中提出,它能够在线计算合成空间电压矢量的最近空间矢量序列[25,26,27],适用于所有三维矢量控制的应用程序,与传统的2-D SVPWM调制法相比具有很大优势,该策略受到了各界的广泛关注。采用3-D SVPWM的三相4桥臂逆变器凭借其结构简单、直流电压利用率高和良好的不平衡负载处理能力等优势在电气传动领域得到了广泛运用。很多学者为了提高其控制精度和拓宽其应用范围,从坐标变换入手,在三维空间中对4桥臂逆变器进行建模。在控制策略的改进上做了大量的工作。针对中点电压不平衡的情况,将电容电压作为选取4面体的条件,文献[28]提出了一种三维前馈空间矢量调制策略,取得较好效果;在补偿电能方面,选择3桥臂结构,通过矢量投影,使计算结果大为简化[29];在对影响直流中点电位的因素进行详细分析的基础上,在abc坐标系下提出一种具有中点控制能力的新型三维矢量调制策略,提出中点平衡因子的概念并导出其计算公式,易于数字化实现[30];基于abc坐标系和αβ0坐标系下参考电压、有效开关矢量等分析,简化了导通时间的计算[31];文献[32]提出了一种用于减少三相4桥臂逆变器的共模噪声最近状态法,具有很好的效果。文献[33]深入研究了三相4桥臂城轨辅助逆变电源系统,结果表明空间矢量调制的三相4桥逆变电源输出谐波含量少、电压稳定。

采用3-D SVPWM方法可使三相4桥臂逆变器输出电压谐波含量较低,直流电压利用率比采用传统PWM的方法高15%[34],但是4面体的判断方面,基于αβ0坐标系的控制算法复杂,如何改进控制算法仍是该调制策略亟需解决的问题。因此提出了abc坐标系以解决此类计算问题。3-D SVPWM策略还处在不断的研究与应用中,为空间矢量调制算法的一个研究热点。

5 结论

在多电平逆变器的空间矢量调制法中,传统的NPC三电平SVPWM调制算法比较复杂,而且随着电平数的增加算法复杂度成几何级数增加,在数字控制中占用大量的CPU资源,不利于进行实时控制。而3-D SVPWM技术拥有开关频率低等特点使其应用到大功率场合成为可能,同时它适用于不平衡负载的特点,使得该技术的应用更加广泛。3-D SVPWM策略将成为三相4桥臂逆变器主流调制方式。但3-D SVPWM技术仍然存在需要研究的地方,如进一步提高算法精度及性能、降低开关频率、提高输出波形质量、对三相4桥臂逆变器控制技术完善的研究等。此外,如何对4面体的迅速判断也是未来研究的重点。3-D SVPWM技术将更广泛地应用于多电平变换器控制领域,为工业应用与研究提供有力的技术支持。

摘要：三维空间矢量脉宽调制策略具有计算简单、开关频率低、可适用于不平衡或含有3次谐波的负载等优点,消除了常用的脉宽调制策略存在算法复杂、开关频率高和仅适用于平衡负载等问题,目前已被广泛用于多电平逆变器的控制。首先对多电平逆变器的结构及其控制策略做了简要回顾,在此基础上重点对三维空间矢量调制策略的原理做详细论述,然后对中点电压平衡控制技术的研究现状做出概述,最后对三维空间矢量调制策略发展前景进行展望。

一种三逻辑正弦脉宽调制整流器 篇6

该发明是一种具备能量回馈、四象限运行等优点的电流型PWM整流器, 用于消除网侧电流的各次谐波, 实现网侧电流的正弦化, 提高系统的功率因数, 解决电力电子装置中常见的电压电流畸变和无功功率问题。它是在一块电路板上由主电路、电压过零检测电路、功率放大电路、电气隔离电路和辅助电源电路组合构成。首先在网侧端进行电压过零检测, 把电压过零点的信息输入DSP, DSP产生六路驱动信号经过后续电路功率放大和电气隔离后驱动开关管, 而电路中各个芯片所需电源都由电源电路提供。并且采用的是场效应管和绝缘栅双极型晶体管等电力电子半导体器件, 可以实现电压输出的快速调节。

QPSK调制解调技术 篇7

关键词：QPSK,调相法,相位选择,相干解调

0 引言

QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) 是一种数字调制方式, 它具有较高的调制效率, 较强的抗干扰性, 要求传送途径的信噪比低, 在电路上实现较为简单, 是目前最常用的一种卫星数字信号调制方式。由于它具有一系列独特的优点, 因此被广泛应用于数字微波通信系统、移动通信系统、卫星通信系统及有线电视系统中, 已经成为现代通信中的一种十分重要的调制解调方式。

1 QPSK概述

1.1 QPSK简介

数字相位调制或相移键控 (-PSK) 与频率调制十分相似, 但它的实现不是通过改变发送载波的频率而是相位, 不同相位代表的是不同的数据。为提高信道频带利用率, 在BPSK (二相相移键控) 的基础上发展了多进制相移键控 (MPSK) , 它具有恒包络特性, 如4PSK (M=4) 、8PSK (M=8) 、16PSK (M=16) 等。其中4PSK为四相相移键控, 它由两个载波相互正交的2PSK组合而成, 也称为QPSK (正交相移键控) 。

1.2 QPSK基本原理

它是用载波的四种不同的相位来表征输入的数字信息, 四种不同的相位代表了四种不同的数字信息, 它规定了四种载波相位, 分别为45°、135°、225°和315°, 由于调制器输入的数据是二进制数字序列, 因此要先对输入的二进制数字序列进行分组, 把它转换为四进制数据, 使之能和四进制的载波相位配合起来。也就是说需将二进制数字序列中每两个比特编为一组, 每一组都表示一个四进制码元, 可有四种组合, 即00, 01, 10, 11, 再用载波的四种不同的相位分别表示它们。每个四进制码元又称为双比特码元, 每一个双比特码元都是由两位二进制信息比特组成, 它们分别代表四进制四个符号中的一个符号。QPSK中每次调制可传输两个信息比特, 这些信息比特是通过载波的四种相位来传递的。

我们用A表示组成双比特码元的前一个信息比特, 用B表示组成双比特码元的后一个信息比特, 并按照格雷码排列, 以此来达到提高传输可靠性的目的。按照国际统一标准, 双比特码元与载波相位的对应关系有A方式和B方式两种, 它们的对应关系如表1所示。

2 QPSK的调制

QPSK调制信号是抑制载波信号, 无法用常规的锁相环和窄带滤波器直接提取参数, QPSK调制可用两种方法实现, 即调相法和相位选择法。

2.1 调相法产生QPSK信号

用调相法产生B方式的QPSK信号原理框图如图2所示:

该调制方式的工作原理是:输入的二进制数字序列经串并转换器后, 将串行数据转换为两路并行的双比特码流, 此时的码元宽度是串行时码元宽度的两倍, 码脉冲的展宽, 可能会导致信道传输带宽要求下降, 在信道带宽相同时, 采用QPSK传输比采用2PSK传输信道利用率提高了一倍。单极性码元经单/双极性变换, 得到双极性码元后再与载波相乘, 完成二进制相位调制。两路信号经过叠加, 就得到了B方式的QPSK信号。同理, 只需把载波相移π/4后再与调制信号相乘即可得到A方式的QPSK信号。

2.2 用相位法选择法产生QPSK信号

该调制方式的工作原理是:输入的二进制数字序列经串并转换器后, 输出两路并行的双比特码流。四相载波发生器输入调相所需的四种不同相位的载波到逻辑选相电路中, 逻辑选相电路按照串/并转换器输出的双比特码元的不同输出相对应的载波, 再经过带通滤波器输出产生的QPSK信号。

3 QPSK的解调

由于QPSK信号可以看作是两个正交2PSK的合成, 因此这里我们采用与2PSK信号类似的相干解调方法对B方式的QPSK信号的进行相干解调。该解调方式的工作原理是:两个相互正交的相干信号分别对两个二相信号进行相干解调 (低通滤波器作用是滤掉高频成分) , 再通过抽样判决器, 最后经并/串变换器将解调后的并行数据变换为串行数据, 即可恢复原始数字信息。

4 结论

进入21世纪, 我国科技飞速发展, 3G技术出现在人们的日常生活中, 各大运营商都在大力发展自己的业务, 在这样的背景下, 对通信行业的要求越来越高。好的调制解调方法可以提高信息传输速率、信息质量和信息安全, QPSK技术的出现, 解决了许多技术上的问题。它是一种应用成熟的调制技术, 符合在功率、频谱、抗非线性等多种性能上的综合要求。同时也满足各种调制解调环境所需要的调制特性需求, 广泛应用于高速数据传输之中。

参考文献

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