高速宽带（精选八篇）
高速宽带 篇1
“宽带中国”的战略实施方案是国务院继促进信息消费文件后的首个方案, 对技术路线和时间予以细化与明确, 不难发现, “宽带中国”在信息消费的先行地位。宽带网络是新时期我国经济社会发展的战略性公共基础设施, 发展宽带网络对拉动有效投资和促进信息消费、推进发展方式转变和小康社会建设具有重要支撑作用。
根据《2006-2020年国家信息化发展战略》、《国务院关于大力推进信息化发展和切实保障信息安全的若干意见》 (国发[2012]23号) 和《“十二五”国家战略性新兴产业发展规划》的总体要求, 一条条优质的网络无疑是信息消费最基础的血液, 不仅事关信息消费的全局, 也是保障国家促进信息消费之举能够顺利实施的基础。
网络前行轨道目标明确
以邓小平理论、“三个代表”重要思想、科学发展观为指导, 围绕加快转变经济发展方式和全面建成小康社会的总体要求, 将宽带网络作为国家战略性公共基础设施, 加强顶层设计和规划引导, 统筹关键核心技术研发、标准制定、信息安全和应急通信保障体系建设, 促进网络建设、应用普及、服务创新和产业支撑的协同, 综合利用有线、无线技术推动电信网、广播电视网和互联网融合发展, 加快构建宽带、融合、安全、泛在的下一代国家信息基础设施, 全面支撑经济发展和服务社会民生。本着坚持政府引导与市场调节、统筹规划与分步推进、网络建设与应用服务、网络升级与产业创新、宽带普及与保障安全等全面结合的原则。
到2015年, 初步建成适应经济社会发展需要的下一代国家信息基础设施。基本实现城市光纤到楼入户、农村宽带进乡入村, 宽带应用水平大幅提升, 移动互联网广泛渗透。网络与信息安全保障能力明显增强。
到2020年, 我国宽带网络基础设施发展水平与发达国家之间的差距大幅缩小, 国民充分享受宽带带来的经济增长、服务便利和发展机遇。宽带应用深度融入生产生活, 移动互联网全面普及。技术创新和产业竞争力达到国际先进水平, 形成较为健全的网络与信息安全保障体系。
技术研发革新势在必行
遵循宽带技术演进规律, 充分利用现有网络基础, 围绕经济社会发展总体要求和宽带发展目标, 加强和完善总体布局, 系统解决宽带网络接入速度、覆盖范围、应用普及等关键问题, 强化产业发展和安全保障, 不断提高宽带发展整体水平, 全面提升支撑经济社会可持续发展的能力。
统筹接入网、城域网和骨干网建设, 综合利用有线技术和无线技术, 结合基于互联网协议第6版 (IPv6) 的下一代互联网规模商用部署要求, 分阶段系统推进宽带网络发展。
按照高速接入、广泛覆盖、多种手段、因地制宜的思路, 推进接入网建设。城市地区利用光纤到户、光纤到楼等技术方式进行接入网建设和改造, 并结合3G/LTE与无线局域网技术, 实现宽带网络无缝覆盖。农村地区因地制宜, 灵活采取有线、无线等技术方式进行接入网建设。
按照高速传送、综合承载、智能感知、安全可控的思路, 推进城域网建设。逐步推动高速传输、分组化传送和大容量路由交换技术在城域网应用, 扩大城域网带宽, 提高流量承载能力;推进网络智能化改造, 提升城域网的多业务承载、感知和安全管控水平。
按照优化架构、提升容量、智能调度、高效可靠的思路, 推进骨干网建设。优化骨干网络架构, 完善国际网络布局, 全面推广超高速波分复用系统和集群路由器技术, 提升骨干网络容量和智能调度能力, 保障网络高速高效和安全可靠运行。
全面突破制约宽带产业发展的高端基础产业瓶颈, 宽带技术研发达到国际先进水平, 建成结构完善、具有国际竞争力的宽带产业链, 形成一批世界领先的创新型企业。
条理建设铸就“宽带中国”
推进区域宽带网络协调发展。支持东部地区先行先试开展网络升级和应用创新。给予政策倾斜, 支持中西部地区宽带网络建设, 增加光缆路由, 提升骨干网络容量, 扩大接入网络覆盖范围, 与东部地区同步部署应用新一代移动通信技术、下一代广播电视网技术和下一代互联网。将宽带纳入电信普遍服务范围, 重点解决宽带村村通问题。因地制宜, 加强各类涉农信息资源的深度开发, 完善农村信息化业务平台和服务中心, 提高综合网络信息服务水平。
加快宽带网络优化升级。升级国家骨干传输网, 提升业务承载能力, 增强网络安全可靠性。积极利用各类社会资本, 加快接入网、城域网IPv6升级改造。统筹互联网数据中心建设, 利用云计算和绿色节能技术进行升级改造, 提高能效和集约化水平。
提高宽带网络应用水平。不断拓展和深化宽带在生产经营中的应用, 加快企业宽带联网和基于网络的流程再造与业务创新;着力深化宽带网络在教育、医疗、就业、社保等民生领域的应用;加快文化馆 (站) 、图书馆、博物馆等公益性文化机构和重大文化工程的宽带联网, 优化公共文化信息服务体系, 大力发展公共数字文化, 推动文化大发展大繁荣;完善公众网络和军用网络资源共享共用、应急组织调度的领导机制和联动工作机制;大力推进信息技术在教育教学中的应用, 推进优质教育资源普遍共享, 加强网络文明与网络安全教育, 引导学生形成良好的用网习惯和正确的网络世界观。
促进宽带网络产业链不断完善。推进实施新一代宽带无线移动通信网、下一代互联网等专项和863计划、科技支撑计划等。鼓励组建重点领域技术产业联盟, 完善产业链上下游协作, 推动产业协同创新。加快3G、TD-LTE及其他技术制式的多模智能终端研发与推广应用。充分整合现有资源, 在宽带网络相关技术领域, 推动国家工程中心、实验室等产业创新能力平台建设。
增强宽带网络安全保障能力, 提高宽带网络信息安全与应急通信技术支撑能力, 提升网络基础设施攻击防范、应急响应和灾难备份恢复能力, 加快应急通信系统的宽带化改造, 提高主动安全管理能力, 加强用户安全宣传教育, 构建全方位的社会化治理体系, 着力打造安全、健康、诚信的网络环境。
当前中国已是一个充分信息化的社会, 在消费人群、消费结构和消费观点都已与信息化高度契合, 实施“宽带中国”, 促进信息消费的战略指日可待, 有望实现我国经济增长与转型的双重目标。
战略实施“晋”在落实行动
为响应国务院“宽带中国”战略实施方案, 山西将实施“宽带山西2013专项行动”, 预计新增WLAN接入点5.21万个, 扩大网络覆盖范围, 提升网络接入水平, 新增光纤到户覆盖家庭超过151.3万户, 使用4M及以上宽带接入产品的用户超过70%。
2013年宽带山西建设将着力实施四大行动计划:
行动计划之一:加快城市光纤宽带和无线宽带的网络发展, 推进光纤到户;加大城市老旧小区光纤网络成片改造力度, 进一步提升城市宽带接入能力和城域网传输交换能力。深化城市及重点地区3G和WLAN网络覆盖, 积极在山西省主要城市开展TD-LTE试验。
行动计划之二:实施农村宽带普及计划。启动“宽带网络校校通”工程, 优先加快实施农村校通宽带计划, 重点为1 000所贫困农村中小学接入宽带网络, 降低其资费水平, 大力提升特殊教育机构的宽带网络接入能力。
行动计划之三:实施应用推广计划。大力推广健康医疗、交通文化旅游、食品溯源、安全生产、位置服务、电子发票、智慧矿山、无线城市等领域带宽应用普及, 加快三网融合步伐, 积极推出健康、多样的宽带业务内容和数字多媒体资源。
行动计划之四:实施宽带体验提升计划。监测分析网络速率等指标, 对用户体验较差地区及信源站点加快改造优化;建立健全媒体信息发布渠道和社会评价长效机制, 通过发布用户上网指南, 澄清概念, 引导用户正确上网。
山西省提高网络能力与普及网络覆盖行动将同步进行。山西省提出, 2013年新增3G基站需要达到5 630个, 新增WLAN接入点5.21万个;要实现1 000所贫困农村地区中小学宽带接入或提速改造。同时, 有效提升宽带接入水平, 使用4M及以上宽带接入产品的用户超过70%。全省宽带普及率提高到40%, 城市宽带普及率提高到80%, 力争山西省有1个到2个城市达到宽带城市标准。
为改善网络速度, 山西省将组织运营商开展宽带网速监测活动, 针对影响网速的薄弱环节, 优化网络网站, 改善用户上网体验。
高速宽带 篇2
三网融合是指电信网、广播电视网、互联网在向宽带通信网、数字电视网、下一代互联网演进过程中，三大网络通过技术改造，其技术功能趋于一致，业务范围趋于相同，网络互联互通、资源共享，能为用户提供语音、数据和广播电视等多种服务。三合并不意味着三大网络的物理合一，而主要是指高层业务应用的融合。三网融合应用广泛，遍及智能交通、环境保护、政府工作、公共安全、平安家居等多个领域。以后的手机可以看电视、上网，电视可以打电话、上网，电脑也可以打电话、看电视。三者之间相互交叉，形成你中有我、我中有你的格局。国务院总理温家宝13日主持召开国务院常务会议，决定加快推进电信网、广播电视网和互联网三网融合。并提出了推进三网融合的阶段性目标，2010年至2012年为试点阶段，重点开展广电和电信业务双向进入试点，探索形成保障三网融合规范有序开展的政策体系和体制机制，2013年至2015年，将总结融合经验，全面推广三网融合，也就是说5年后，将实现真正的三网融合。该政策一出，立即引起了业界广泛的关注，这标志着国内一直停滞不前的三网融合取得实质性突破，那该政策将对通信行业产生什么样的影响呢？
有线运营商
我们相信新的三网融合政策利好有线运营商，原因有三：一是因为双向开放政策将使得他们能进入电信服务领域，但限制电信公司进入有线运营商的核心业务领域；二是三网融合时间表将为有线运营商提供一个过渡期，为直接竞争做好准备；三是三网融合还将加快有线网络整合，可能建立一个全国性的有线公司，有能力与电信企业竞争。
但是，即便是新政策达到了所有的期望，我们认为有线运营商要想凭借政策与电信公司展开有效竞争仍有难度。三网融合存在很多不确定性，可能会影响足以与电信企业竞争的“全国有线运营商”的成立。我们的观点是基于下述考虑：付费电视业务模式在中国并未被消费者广泛接受，因此要提高此项服务的ARPU具有难度；有线运营商在基础设施、客户服务、公司治理以及经营经验方面不如电信企业；整合所需时间可能超过市场预期，我们认为3年内不会出现一家竞争力可与电信企业相比的“全国有线运营商”。
对有线行业来说，主要刺激因素如下：
——省级运营商的充分整合我们相信有线行业的第一个刺激因素是有线运营商在省级层面的充分整合，预计这将在2011年年中完成，晚于国家广电总局设定的2010年年底最后期限。广东省的成功将是关键，因为这是中国经济最发达的地区，这里的整合可能比其他任何省份更为复杂。
——成立全国性的有线公司
有关全国有线公司的组织和架构问题仍未得到解答（到底是基于目前的中国有线
电视网络有限公司的结构，还是合并主要省级有线运营商），由于省级公司属于法人实体，股权和组织架构可能是目前阶段的主要担忧。
——NGB网络和服务整合我们相信NGB在有线行业有两大功能：第一它是一个可控、可管理的实体网络，将连接省级网络；第二它是一个技术/服务标准，基于此有线运营商将能在全国范围内提供融合服务。我们相信第一个功能将有助于整合，而第二个功能对于行业发展更重要。
——出口带宽和互联成本
国际出口带宽和互联成本对于发展有线宽带服务很重要，我们相信这将是有线运
营商提供互联网接入服务时的主要瓶颈。这两个门槛不容易跨越，除非政府希望有线运营商成为电信企业的主要竞争对手。
电信企业
我们相信新的三网融合政策将对电信企业呈基本中性影响。虽然有线运营商不太
可能成为固网运营商的强劲对手，但他们的确在视频/电视领域占据了主导地位。中国移动若能与有线运营商达成合作伙伴关系，将受益于该政策。
即便是在三网融合完成后，固网运营商在宽带接入市场的主导地位以及有线运营
商在电视/视频广播市场的主导地位也将延续。虽然固网电信企业拥有更好的基础设施和客户服务，但他们很难在电视/视频领域挑战有线运营商，因为后者将基于内容继续控制广播/控制平台。现在电信公司无法大规模推出IPTV服务，因为目前缺乏相应的盈利模式：电信公司没有制作内容的经验；电信公司不出售广告，这使得他们的月收入仅限于资费，最高约每月20元。而且，由于他们没有出售广告的许可，电信公司将只能与节目公司分享资费。因此，我们认为电信公司没有动力提供IPTV服务。
然而，中国移动可能将受益于三网融合，该公司或许能与有线运营商达成合作伙
伴关系，扩大其接入网络。中国移动有一个世界级的骨干网，96%的基站以光纤连接。有线运营商拥有一个1.74亿用户的全国接入网络和较弱的传输网络，而骨干网几乎没有。因此，中国移动和有线运营商的合作关系将能提供协同效应，有利于双方业务增
长。中国移动的一些地方公司早已与当地有线公司达成合作伙伴关系，提供宽带接入服务，比如在江苏、福建和浙江等。但我们认为，监管限制是此类合作关系的重要不确定因素，因为中国移动被禁止提供固网服务（包括宽带接入），哪怕是与第三方合作。据新浪新闻报道，江苏省通信管理局3月份已关停了此类宽带接入服务。
2010年3月23日，中国移动和中广传播集团有限公司（由国家广电总局组建）共同宣布在中国303个城市推出商用CMMB。CMMB是一种移动单向广播服务，通过定制手机接入。目前提供给TD用户，播放6个电视频道。我们相信CMMB将是中国移动的一项竞争优势，但不是决定性因素。市场对高资费仍有担忧，因为它只提供6个频道，但须订立一个每月300元（目前折扣价为138元）的三年期合同。
若具体到电信方面，影响可从以下几个方面表现。
监管方面
1998年，三网融合的概念首次在国内被提出，之后连续被列入国家“九五”、“十五”、“十一五”计划。然而，尽管国家一直大力推广三网融合，但却总是“只闻齐声，未见其人”，其根本原因在于多头监管，也就是广电总局和工信部的利益分歧。借鉴国外三网融合的成功经验，无论是美国、英国、法国、德国三网融合开展的比较好的国家，都是对电信网、广播电视网和互联网实行了融合监管。因此，三网融合要顺利开展，必将对现有的广电和电信分头监管的格局进行调整。文中也明确的提出要在五年后“基本建立适应三网融合的体制机制和职责清晰、协调顺畅、决策科学、管理高效的新型监管体系”。最终的监管结构，业内人士普遍认为，未来很可能形成网络监管和内容监管分开的监管模式，广电网络和电信网络将做为统一的基础网络进行监管，而广播电视内容则由另外的部门负责进行更为严格的监管，从而实现监管上的融合。
运营方面
三网融合之后，广电网络运营商将于电信运营商开展真正意义上的全业务竞争，而业务与资本的相互进入，必然会对目前的竞争格局产生巨大的影响，谁主沉浮，还是未定之数。
首先，广电网络运营商将会以宽带业务为依托进入电信领域，为用户提供高清数字电视、IPTV、宽带接入，以及其他的电信业务。但是，由于目前广电网络运营在市场化和运作机制方面要远远落后于电信运营企业，因此，广电网络很可能将会在2010-2012年试点运营期间进行省域的整合，根据行业内人士预测，目前国家考虑将全国的广电网络整合成立广电网络运营公司。但是，要想跟早就在市场中摸爬滚打多年的电信运营商竞争，广电企业更要注重和加强的应该是企业的运营能力。
相对于广电行业，相信电信运营企业更期盼三网融合的到来，无论是目前用户大量固网资源的中国电信和中国联通，还是固网资源相对薄弱的中国移动，都
希望能够通过三网融合获得自己的利益。对于用户固网资源的运营商来说，进入广电领域主要是依靠现有的宽带网络通过开展IPTV业务，真正实现一个网线实现电视、电话、宽带的融合，而早在该政策出台之前，在陕西和上海等地运营商已经开始开展推广IPTV，上海更是成为全球首个IPTV用户破百万的城市。因此，在短期内，固网运营商的主要工作就是加快宽带网络的建设，在试点期间全面实现光纤到户。对于固网资源并不丰富的中国移动，三网融合带来的最大吸引在于其通过资本进入的方式收购广电网络，迅速弥补其在宽带业务上的不足，而丰富的现金流又使得这幅图景变的更加美好。如果中国移动获得宽带资源，那么电信行业将进入真正的全业务竞争时代。
三网融合是指电信网、计算机网和有线电视网三大网络通过技术改造，能够提供包括语音、数据、图像等综合多媒体的通信业务。
国务院决定加快推进电信网、广播电视网还有互联网三网融合，有分析说三网融合的机遇在于广电网通过改造以后，除了有线电视业务以外，还能够提供互联网业务和电话业务，而电信网除了提供固定电话业务，还能够提供视频业务，并且能够传输广电网的内容。相关的股票普遍走势强劲，而且个别还打了涨停版。就短期而言，我觉得应该是一种题材的概念成分比较大，因为实际上我们知道整个三网融合的进程是未来3到5年完成的工作，按照3到5年完成的工作来讲，整个业绩的释放肯定也不是短期能够看得到的。
我觉得最主要的受益者是网络的运营商，像有线电视、互联网的运营商，包括电信，从业绩增长的角度来讲，我个人更认为设备制造商在短期内可能是最先受益的。所以说像光线、光缆类的股票等等，应该来讲最近表现也是最强劲的。但是三网融合完成后，打破了电信运营商和广电运营商在视频传输领域，通话计费长期的恶性竞争状态，各大运营商将在一口锅里抢饭吃，看电视、上网、打电话资费可能打包下调。只要拉一条线、接入一张网，甚至可能完全通过无线接入的方式就能搞通信、电视、上网等各种应用需求了，弱化了中国联通、中国移动的通话垄断地位，使人们生活消费，多出新的选择，从长远上讲，三网融合后，新三足鼎力的局面将不会像现在那样激烈，便捷性成为人们生活中的首选，中国联通和中国移动要在发展中寻找契机！
值得一提的是，面对三网融合，高速宽带网络建设将是电信运营商与广电运营商的必然选择。
电信运营商:现有网络带宽难以支撑IPTV等三网融合业务。随着三网融合的进展,现有网络宽带已无法满足IPTV等应用的需求。一般来说,高清IPTV需要10M以上的带宽网络,而一般ADSL提供的带宽在8M以内,故FTTx建设是必然选择。
以中电信为例,根据其“光网城市”方案,2011年计划新增光纤入户3000万户;南方城市实现8M接入带宽全覆盖,20M覆盖率达到70%;东部发达城市和中西部省会城市20M覆盖率达到80%以上。到2013年,中电信将实现对南方城市的所有家庭用户提供20M接入,光纤入户覆盖达8000万户。到2015年底,南方城市实现家庭和政企用户光网全覆盖,光纤入户超过1亿。
FTTx建设将是近年光通信行业发展的最大动力,除大规模的光纤接入网建设外,未
来1-2年内还将带来城域网、骨干网扩容。FTTx建设必然加大对光纤、光接入设备,以及光网络设备的需求。中国目前FTTx建设相比发达国家差距较远,市场空间巨大,三网融合将推动
光通信行业在未来3年保持高速增长。
广电系统:对现有网络资源的双向数字化改造,及NGB建设。现有有线电视网络大多为单向网,不足以支撑未来宽带接入、VOIP等三网融合业务发展,因此将加大力度推进有线电视网络的双向数字化改造,部署下一代广播电视网(NGB)。
船用高速宽带联接系统 等 篇3
美国波音公司向海上船舶提供了一种船用高速宽带联接系统。该系统是一种船用高速通信服务系统，通过船上卫星通信，再经船内局域网向乘客提供宽带高速联接互联网及内部网、收发电子邮件、实况转播电视节目等服务。在安装了相应设备的船上，乘客用自己的笔记本电脑或具有局域网功能的掌上电脑就能收看新闻、气象、目的地等相关信息以及浏览网上娱乐内容，而且船航行到任何海域都可与陆上保持联系。波音公司有关负责人表示：“这种海陆之间的宽带联接系统，不仅可以提高海上交通的安全性，而且还可以扩大娱乐范围，与目前海上船舶所使用的窄频带通信系统相比，波音宽带联接系统可将通信速度提高约十倍，船员在世界上任何水域都可通过高速的因特网获取更多的信息。”◆
降低摩擦阻力的船用防水材料
日本三井造船公司研制成一种新型的船用防水材料，它能有效地降低40％以上的船舶航行摩擦阻力，因而能大大提高船舶的推进效率。
这种防水材料表面涂有一层防水漆，将材料浸入水中后，整个材料表面便会形成一层薄薄的防水气膜。这种形成于整个材料表面的气膜具有如下特性：当空气从外部到达材料表面时，该材料则具有吸收这种被施加气体的能力。该项新技术获得了成功实施，研究人员在船头施加少量的气流，使船壳底部的整个表面形成薄气膜，以此来降低摩擦阻力。
试验结果表明，在罐装船以20海里的时速高速航行时，摩擦阻力能降低40％左右；在航行速度为时速15海里时，摩擦阻力可降低50％左右；在航行时速低于7海里时，摩擦阻力可降低80％以上。◆
世界上隐蔽性能最优的核潜艇
英海军研制出集百年造艇技术结晶的“机敏”级核动力攻击型潜艇。该艇是当代隐蔽性能最优、噪声最低的（仅100分贝）、处于世界领先地位的核潜艇。“机敏”级核动力攻击潜艇具有三大卓越特点：一、火力强，比英现役核潜艇多达50％武器载荷；二、可在服役期内（25年）无需更换核燃料；三、以光纤红外热成像摄像机取代传统潜望镜。
“机敏”级核潜艇是世界上第一艘无桨喷水推进的攻击型核潜艇。在对付日益严重的恐怖威胁中，具有在远离海岸的水下窃听移动电信的功能。
“机敏”级核潜艇：排水量7 800吨，长97米，宽11．3米。造价35亿英镑／艘，2009年服役。共建造8艘。◆
国产最大非自航半潜驳工程船
浙江台州制造的“奔腾诚基工8号”船是目前中国沉降深度最大的非自航半潜驳工程船，该船为钢质、平甲板、四角塔楼结构，总长54米，型宽36米，型深4．5米，拥有4个高达24米的作业塔，沉降最大深度达到24米，主要用于
3 500吨级沉箱运输、大型码头和跨海大桥桥梁作业，也可作为其他大型钢结构运输和水泥预制件的筑港搬运工具。经过9个多月精心打造，6月底，“奔腾诚基工8号”前往大连进行处女航。◆
巨型总段法造再气化船获得成功
大宇造船最近对外透露，公司用巨型总段方法建造再气化（ＬＮＧ－ＲＶ）船获得成功。大宇在建造ＬＮＧ－ＲＶ船的过程中，首先对船艏的4个分段进行总组，形成重达2 580吨的巨型分段，然后再通过浮吊进行船体组装，从而达到缩短建造周期的目的。与其他巨型分段不同，ＬＮＧ－ＲＶ船艏极其复杂，需要安装天然气传输装置。据报道，分段如此之重，是各家造船厂都没有尝试过的。在ＬＮＧ－ＲＶ船的建造过程中，工作难度极大，要求有高超的技术水平。采用该方法，能够使工期缩短1个月，且能提高施工的安全性。大宇表示，今后要将这一方法进一步推广。◆
中船重工获得世界最大吨位散货船订单
近日，中船重工所属渤海船舶重工有限责任公司和中国船舶重工国际贸易有限公司作为联合卖方，与新加坡百国盛环球航运公司在北京签署了4艘38．8万载重吨矿砂船建造合同。
38．8万吨矿砂船，是迄今为止中国制造的吨位最大的船舶，也是世界上最大的散货运输船。其主尺度为：总长360．6米，型宽65米，型深30．5米，设计吃水22米，航速不低于14．8节，续航力25 000里。该船是目前世界上同类产品中吨位最大的环保型船舶，由渤船重工自主研发，具有自主知识产权。本次合同的成功签订，标志着渤船重工自主研发能力又有了新突破，自主研发水平和成果得到了国际船舶市场更加广泛的认可，公司的产品结构进一步向高技术含量、大型化和批量化方向发展。◆
国内最大全自动铺排船顺利下水
近日，由中国长航集团长江船舶设计院为武汉航道工程局设计的40米长江及沿海航道铺排船“长雁1号”顺利下水，这是我国目前最大的全自动化江海型铺排船。该型船的顺利下水，标志着我国在工程船设计领域取得新的突破。
40米长江及沿海铺排船，主要用于在长江及海上水域软基础（沙质等）河床上铺设砂肋软体排、砂袋堤芯或砼联锁块软体排。该船为钢质非自航工程船，船体为双底、单甲板结构，能适应长江航道和沿海堤岸对软质基础河床和堤岸护底构筑物的要求，该船采用工控计算机和专用控制软件实现了铺排和检测的自动化控制。◆
中国研制双承重吊船系统
中国石油工业的蓬勃发展，刺激了市场对离岸石油设施及海上重型运输服务的需求，而中国企业在相关技术领域积极与国际接轨，并大胆创新以追求更先进的设备及生产力。中石油集团旗下的中国石油天然气第一建设公司（ＣＰＦＣＣ）日前与专长于海上重吊运输的挪威ＳｅａＭｅｔｒｉｃ国际等公司签署合同，联合建造、组装及试验全球首台起吊能力2万吨的双承重吊船（ＴｗｉｎＭａｒｉｎｅＬｉｆｔｅｒ，ＴＭＬ）系统。
双承重吊船系统的原理是利用两艘各配备4支类似巨型“千斤顶”的重型运输船同时操作，以举起海上作业平台、钻油台等大型离岸石油设施，每支“千斤顶”举重能力达2 500吨，长度更可由75米延长至90米。上述两艘ＤＰ－3动力的半潜式重型运输船各长140米，宽40米，载重量分别达2．5万吨，最高下潜深度为负20米。
参与这项建造工程的公司包括ＣＰＦＣＣ、阿什卡（香港）公司、江苏靖江南洋船舶制造公司及ＳｅａＭｅｔｒｉｃ国际公司。其中ＣＰＦＣＣ将负责管理整项工程、建造ＴＭＬ的“千斤顶”装备、组装及试验ＴＭＬ系统，而ＳｅａＭｅｔｒｉｃ国际亦承担ＴＭＬ系统的设计工作。另外，两艘重型运输船的建造工程则由靖江南洋船舶制造公司负责。
ＳｅａＭｅｔｒｉｃ国际的财务总监安达逊称：“这对ＳｅａＭｅｔｒｉｃ来说是一项重大突破，我们与有实力的集团签署了一份理想的合同。我们同时拥有建造1台双举重系统及两艘180米长的半潜式重型运输船的选择权，这批船足够支持一套承重能力达3万吨的双举重系统。”
另外，中石油集团早前亦接收了由中国自主研制的全球最大座底式钻井平台——中油海3号。该钻井平台由中国石油海洋工程公司与上海708所联合研制，由山海关造船厂制造，全长78．4米，宽41米，上甲板高20．9米，空船总重量5 888吨，适合10米以内水深的海上作业，是目前全球最大的座底式钻井平台。该平台投用后，将大大提高中国石油滩海地区勘探开发的能力。
中石油今年5月宣布，在渤海湾滩海地区发现储量规模达10亿吨的冀东南堡油田。这被视为40多年来中国石油勘探又一个最重大的发现。◆
美海军将建造4艘世界最大的两栖战舰
据美《今日防务》6月5日报道，美海军将花24亿美元（由诺·格公司设计）建造世界最大的4艘新一代两栖攻击舰。
诺·罗公司应在2012－2013年前，建成第一艘世界最大排水量5万吨级的ＬＨＡ－6两栖攻击舰。
5万吨级的ＬＨＡ－6两栖攻击舰（比轻型航母还要大），是一型远征打击群（ＥＳＧ）的旗舰；也是海上基地重要的组成部分。
该型舰可搭载登陆艇、Ｆ－35Ｂ型短距／垂直起降战斗机、ＯＶ－22旋翼机和各型直升机。计划4艘ＬＨＡ到2018年全部建成。
微秒级宽带高速捷变频技术研究 篇4
频率捷变信号广泛应用于雷达探测、电子战、导航定位、通信和测试系统中等,其性能指标的优劣直接影响武器装备的性能。现代局部战争中,雷达探测、电子对抗与反对抗的竞争日趋激烈,武器系统对其关键部件之一的频率源提出了越来越多的要求。其要求频率合成器输出频带宽、频率点数多、相位噪声低、杂散输出小的同时,频率转换速度要快,从发出频率转换指令开始,到频率转换完毕,并进入允许的相位误差范围所需的时间要短[1]。
目前频综技术从其合成方法上基本可分成三类:直接频率合成;间接式频率合成;直接数字频率合成(DDS)。三种方法在实现频率捷变方面各有特点,直接式在捷变速度上具有很大优势,但是大量的倍频、分频、混频、滤波环节增加了电路的体积和复杂度,方法移植性差;锁相式频率源具有频带宽,频谱纯,结构简单,利于小型化、集成化,噪声低的优势,被广泛应用在各种电子设备和系统中,但其缺点是频率转换时间慢;DDS具有细分辨,捷变速度快的优势,缺点是杂散较大。如果能够将三种方法有效的结合起来,以锁相环为主体,DDS和直接式为辅助,采用有效的措施降低主环锁定时间的同时可以大大改善合成器的各种性能参数,如体积大小、频率分辨率等[2,3]。
一般的锁相式频率合成器跳频时间都在数十微秒到数百微秒,如果能够将锁相式频率合成器的跳频时间缩短到数微秒甚至1μs之内无疑将有重要的意义。目前提高锁相源跳频速度的方法主要采用辅助捕获法,其中以减小起始频差的电压预置方法使用最广泛。本文主要关注的是如何提高锁相环的锁定速度,并应用到具体的合成器研制中。
1 锁相环快速捷变原理分析
由于应用鉴频鉴相器的锁相环比传统应用正弦模拟鉴相器的锁相环具有快得多的锁定速度[4],故本文只对应用鉴频鉴相器的锁相环进行讨论。
鉴频鉴相器在起始频差较大时表现为非线性,只有频差较小时才近似表现为线性。其工作过程可根据所加输入频率阶跃的大小分为两部分:牵引过程和锁相过程。若输入频率阶跃在锁定带内,则锁相环仅发生锁相过程;若输入频率阶跃较大,超出锁定带范围,则锁相环既发生牵引过程又发生锁相过程[5]。锁定带的概念为,输入参考频率与压控振荡器输出频率偏差使锁相环在一个单拍周期内获得锁定,则参考频率与反馈频率差值的大小即为锁定带大小。
电荷泵锁相环的牵引过程属于一种紊乱过程,它是一个瞬态过程,同时也是一个频率捕获过程,可用锁相环的频率特性作近似分析。而在锁定带内,电荷泵锁相环为相位捕获过程,可近似采用线性系统理论分析。采用二阶有源比例积分滤波器的锁定带为[4]:
锁定带内锁相时间的计算公式为:
式中:ωn为环路自然谐振角谐振频率;ζ为阻尼因子;Δftol为最终锁定频差;f1为初始频率;f2为进入锁定带频率。
锁定带外牵引过程时间的近似计算公式(以鉴相范围为2π的鉴频鉴相器为例)为[6]:
(1)若参考频率ω1发生阶跃变化Δω1,则牵引时间为:
(2)若VCO反馈频率ω2发生阶跃变化Δω2,如改变分频比,则牵引时间为:
此时ωn,N和Δωlock对应跳频终止频率。
从公式可以看出,环路带宽直接决定了锁定时间。环路带宽越大,锁定时间越短,反之,锁定时间越长。频率跳变的大小也决定了锁定时间。频率跳变越大,锁定时间越长,反之,锁定时间越短。
可以用一锁相单环对这几个公式进行简单的验证,如图1所示,锁相单环的鉴相频率从625 MHz跳到1 250 MHz,环路分频比为8,VCO输出从5 GHz向10 GHz跳频,设定环路的自然谐振频率为ωn=2π×9×106rad/s,相位余量为48°,最终锁定频差为100 kHz,则可近似计算得到理想条件下整个环路的跳频时间T=Tf+Tl≈1 140 ns,实测为1.65μs,考虑到非理想因素,二者相符度较高。
除了环路带宽和频率跳变大小,锁相环中的其他组件性能也对锁定时间产生直接影响,如鉴相频率,运放电压建立速度,VCO的置频速度,以及分频器、放大器等器件延时等。鉴相器的选择要鉴相频率较高,因为鉴相频率决定了反馈分频和参考频率的比较速度,减小了鉴相延时;VCO的选择要电调速度快,运放的选择要转换速度快和增益带宽积高,其他器件的选择也要有较高的速度[7,8]。
虽然采用鉴频鉴相器,并选用高速组件的锁相环也可实现数微秒的频率捷变,但是想要跳频时间达到1μs还必须应用下一节中提到的电压预置方法,另外使频率分辨率达到1Hz还必须使用DDS,优化输出信号的杂散和相噪考虑使用环内混频,并使用低相噪的晶振和VCO。
2 电压预置法原理及具体实现
电压预置法由于其实现简单、效果明显等优点,现在被普遍用来提高锁相环的跳频速度。这种方法的基本思路是:通过给VCO提供一个精度很高的调谐电压,使得锁相环的起始频差能减小到快捕带,从而实现快速锁定。在实际应用中,考虑到VCO等器件是温度敏感元件,并且压控灵敏度非常高,第一次预置可能会有较大误差,为了预置电压尽量精确,还需进行一次修正。修正即是对VCO反馈频率进行f/D变换(即频率-数字变换),将它与预先已知的输出频率的标准参考量值相比较得出两者差值,再乘上和压控灵敏度相关的系数,以此修正VCO电压预置,从而实现VCO的精确调谐。由于本方案对时间要求比较高,只进行一次修正,在跳变频率步进很小时也可不必修正[9,10]。
3 捷变频设计方案
根据以上原理和方法,设计了如图2所示的方案,目的为研制1.15~20 GHz的宽频带小型锁相频率源,要求输出频率分辨率为1 Hz,全频带范围内频率跳变时间在1μs左右。如图2所示,方案的主体为由鉴频鉴相器、环路滤波器、VCO、混频器、N分频器组成的混频锁相环,鉴频鉴相器的细分辨参考fR由DDS通过混频滤波提供,环内混频本振fM由细分辨参考电路中某一频率的谐波提供,在VCO压控端使用了电压预置和f/D变换电路,由M分频器、FPGA、D/A等组成,电压相加器将预置电压和环路电压相加后送入VCO,控制系统由FPGA、数据存储芯片以及接口电路构成。
由于电压预置和环内混频,VCO的前端电路需要特别的设计,如图3所示,包括加法电路和防失锁电路,防失锁的原理将在第5节中介绍。加法电路采用正相放大接法:
若令R1=R2,Rf=R3有VOUT=V1+V2,在实际操作中可根据情况配置合适的系数。
4 方案锁定时间分析
利用锁定时间的计算公式对本方案不加预置的环路进行估算,VCO输出10 GHz向20 GHz跳频,鉴相频率500 MHz跳到1 000 MHz,设定环路自然谐振频率为ωn=2π×10×106rad/s,相位余量仍然为48°,锁定频差100 kHz,近似计算的锁定时间为T≈700 ns,若再使用电压预置,将起始频差直接送入快捕带内,不考虑环路器件延迟,则极限情况下可获得只有100 ns的跳频时间。
由于方案中环路内使用的器件均工作在数个GHz的频率上,都只有数ns的延迟,所使用的运放也具有高的转换速率和高的增益带宽积,转换速率高达400 V/μs,在50 ns之内就可以上升[11]20 V。环路内的器件总延时时间小于200 ns。电压预置及修正反馈电路引入了f/D变换时间、DAC和加法器响应时间,整个时间可在150 ns之内完成。
环路外围电路包括细分辨参考电路和混频谐波本振产生电路,通过选取高速并行DDS,高速开关等高速器件,可以实现快速配置。从跳频指令发出,到DDS提供细分辨参考给鉴相器时间小于400 ns,在鉴相参考频率完成配置的同时可实现混频谐波本振产生及电压预置的配置到位,即在400 ns时间内完成细分辨参考,混频谐波产生和预置电压的配置。
由上面的计算可以看到,采用电压精确预置后即使加上非理想情况以及电压修正时间,以及各部分的延时也可实现1μs左右的全频带跳频。
5 若干问题讨论
5.1 环内混频的失锁现象应对[12]
在本方案的混频环中,VCO反馈频率频带较宽,参与谐波混频的频率较多。若预置控制输出与参与混频频率控制输出完全同步,即在预置电压给出控制VCO振荡并分频到达混频器的同时,谐波控制选择相应频率也同时到达混频器,则环路工作完全正常,不存在失锁现象,但是实际中二者不可能完全同步,这就存在以下两种情况。设从VCO到混频器的频率从f1到f2,对应混频本振为fL1和fL2,鉴相频率fR,fVCO反馈>f混频本振为正确的锁相模式,如图4所示。
(1)混频本振控制先到混频器,即fL2先与f1混频。若|f1-fL2|max(fR),鉴相器正常工作,但是VCO输出频率被错误牵引,在f2到达混频器时,进入正常捕获;若fL2-f1>max(fR),鉴相器不能正常工作,信号不被识别,经比相后输出Vp升高,f1变大,fL2-f1变小,最终重新进入鉴相区;若f1-fL2>max(fR),f1变大,f1-fL2继续变大,频率被越拉越远,VCO达到最大频率,即使此时f2到达,也无法重新拉回鉴相区,造成环路永久失锁。
(2)VCO反馈频率先到,即f2先与fL1混频。当f2-fL1>max(fR)时,与上面类似,环路永久失锁。
为解决这个问题,采用了电压箝位电路,对VCO的压控电压进行限制,使得任意混频后的频率都位于鉴相频率范围内,这样环路才能够正确锁定。每个混频本振对应一个电压范围值,这个电压可用稳压二极管来实现,电压预置时同时切换开关选择对应的稳压二极管实现箝位。
5.2 f/D变换
对于修正的要求是:修正时间要快,要比通过环路积分修正的速度快;修正精度小于5%。在实际计数操作时,采用等精度测量方法[13]。它的闸门时间不是固定的,而是被测信号周期的整数倍,即与被测信号同步。在测量过程中,有两个计数器分别对标准信号和被测信号同时计数。首先给出闸门开启信号,此时计数器并不开始计数,而是等到被测信号的上升沿到来时,计数器才开始计数。然后预置闸门关闭信号到来时,计数器并不立即停止计数,而是等到被测信号的上升沿到来时才结束计数,完成一次测量过程。其原理时序如图5所示。设实际闸门时间为t,标准信号频率为fs,则测量频率的相对误差为δ1(t⋅fs)。以fs=200 MHz,被测信号为20 MHz为例,设定实际闸门时间为100 ns,则测量频率误差为δ1(t⋅fs)=1(100 ns×200 MHz)=5%,满足精度要求。
6 结论
本文研究的捷变频方案,主环路采用了电压预置并反馈修正的方式,将锁相环的起始频差迅速拉入鉴频鉴相器的锁定带内,减小了锁定时间;锁相组件使用了高度运放、鉴频鉴相器等高速器件,外围电路中使用了并行DDS、高速D/A、高速开关等器件减小了系统延时,实现了快速锁定。从理论和分步实验结果来看,可以实现1μs左右的跳频。
摘要：对实现快速锁定的原理和方法进行了分析,设计了一种实现1μs快速捷变频的方案。采用电压预置的辅助捕获方式,减小跳频的起始频差,同时利用反馈修正进行精确预置,可以极大地提高锁相跳频速度。最后对方案实现中的一些问题进行了讨论。
高速宽带 篇5
关键词：全球移动通信系统,升级高速宽带,农村市场,无线接入
1 项目驱动力
随着运营商全业务竞争的日趋激烈, 在广大农村市场通过宽带实现融合发展, 已成市场所需、竞争所迫。
农村市场区域广阔, 宽带用户分散, 有线宽带接入对有线资源要求高, 有线宽带建设难度大, 建设成本、运维成本高。且农村用户的特点与城市截然不同, 目前城市宽带的覆盖方式并不一定适用于广阔的农村市场。因此通过技术创新手段实现市场竞争力提升是最佳选择。
无线宽带接入有无线局域网络 (W LA N) 和长期演进 (LTE) 两种方式:W LA N频率高、维护能力受限决定了其覆盖范围有限, 不适应于农村的宽广区域覆盖, 且建设成本高;LTE网络尚处于初期布局阶段, LTE网络在农村全面部署仍然需要很长的一段时间。
现阶段, 全球移动通信系统 (G SM) 无线网络覆盖范围广, 无线网络指标监控齐全, 网络运维的经验丰富, 运营商对网络改造、运维成本低。若利用G SM空闲频谱, 通过G SM技术演进, 利用现有的基站、天馈资源, 提供高速共享的无线宽带接入能力, 通过专用无线终端CPE (用户驻地设备) 接入, 提供用户侧的无线或有线接入, 则可在投资最大限度保护的情况下, 快速解决农村宽带接入不足的问题, 提升运营商的全业务竞争能力。
因此, 可将G SM升级高速宽带作为广大农村市场终端用户的宽带接入选择, 以提升运营商的全业务竞争能力。
2 技术可行性
G SM升级高速宽带, 在G SM系统中, 引入正交频分复用 (O FD M) 技术:调制方式, 作为G SM演进, 采用1.4 M H z频宽 (7个频点) , 可提供10 M H z的接入速率, 满足10个以上2 M H z带宽用户同时接入的需求;采用5 M H z (25个频点) 频宽, 可提供峰值35 M H z的接入速率, 满足25个以上2 M H z带宽用户同时接入的需求。
2.1 网络侧升级方案
1) 核心网侧。最大限度利用现有核心网, 基站控制器 (BSC) 新增分组控制单元 (PCU) 加板卡, 服务支持节点 (SG SN) 新增服务网关 (S-G W) 和公共数据网关 (P-G W) 功能板卡, 即可满足大流量数据业务的处理能力。
2) 基站侧。基站设备和G SM网络共用电源、风扇等模块, 增加基带板卡和传输板卡;天馈可选择和G SM网络合路共用天馈, 无额外天馈改造工作量;如无线宽带和G SM网络重点覆盖区域不同, 则可新增天馈。
3) 无线频率。沿用G SM频率, 覆盖效果得到保证, 现网天馈系统保持不变。
4) 协议。在沿用G SM协议栈的基础上引入空中接口的O FD M调制方式, 可提供10 M H z或者35 M H z的接入速率, 将G SM升级为名副其实的高速无线宽带。
G SM升级高速宽带组网架构见图1。
2.2 用户侧升级方案
在农村用户侧加装的CPE设备将G SM升级高速宽带转为W LA N或局域网 (LA N) , 以提供终端用户宽带接入。G SM升级高速宽带用户侧方案如图2所示。
3 技术方案
3.1 G S M空中接口引入O FD M调制方式
在G SM空中接口采用宽带O FD M调制方式, 相比于增强型数据速率G SM演进 (ED G E) 技术的窄带多时隙加8移相键控 (8PSK) 调制技术, 在空口极限速率上有了质的飞跃 (470 kb/s提升至35 M b/s) 。O FD M调制方式见图3。
3.2 共用G S M频率减少保护带宽
G SM升级高速宽带在ED G E中引入多载波捆绑, 利用25载波捆绑提供5 M H z频率带宽, 可提供峰值35 M H z的接入速率, 满足25个以上2 M H z带宽用户同时接入的需求。
在合并带宽达到5 M H z时, 业界G/LTE (G网长期演进) 共站点保护带宽需要0.4 M H z, W LA N保护带宽需要5 M H z。
G SM升级高速宽带首次采用广义多载波传输算法, 提升频率利用率, 减少保护带宽至0 M H z, 可以实现和G SM传统业务共用频率。见图4。
G SM升级高速宽带与业界G/LTE共站点、W LA N频率保护带宽对比数据如表1所示。
3.3 核心网侧不变基站侧与G S M共用框架
G SM升级高速宽带的核心网侧架构完全不变, 现网通过扩容部分板卡就能实现。由于接入速率大幅提高, 对现有BSC和SG SN的大数据处理能力要求提高很多, 需增加新的处理板卡:BSC侧新增PCU加板卡;SG SN侧新增S/P-G W功能板卡。
基站设备和G SM网络共用电源、风扇等框架模块, 增加基带板卡和传输板卡;天馈可选择和G SM网络合路共用天馈, 采用双极化调制方式, 可完全利用现有基站的天线、馈线系统, 无需铁塔改造;如无线宽带和G SM网络重点覆盖区域不同, 则可新增天馈。
4 农村市场应用
随着城市的发展, 一般城市均可划分为主城区、一般城区、县城、乡镇、农村等区域, 运营商根据各区域不同特点采用不同的网络部署策略。区域范围分布示意如图5所示。
目前, TD-LTE (时分长期演进) 牌照已发, 各家运营商均同时建设2G、3G、4G三张移动通信网络, 以高速移动通信服务满足移动互联网业务发展的需要。加强有线宽带和W LA N无线宽带的覆盖, 加强全业务竞争的优势。与此同时, 广袤的农村市场由于地域广阔, 用户分散且宽带用户渗透率低, 大规模建设有线宽带需要大额的投资, 不满足投资收入比。
运营商2G、3G、4G三张移动通信网络和G SM升级高速宽带区域应用场景见图6。
现阶段, 由于运营商投资均重点集中在4G网络上, 与此同时, 在农村市场部署G SM无线升级高速带宽, 可以在最大限度保证投资收益比基础上, 满足全业务竞争的需求, 抢占农村市场潜在宽带客户。
高速宽带 篇6
无线高速宽带网络在拥有高速的数据传输速率、提供从语音到多媒体业务等多种业务的同时, 也面临着两大问题:多径衰落和带宽利用率。带宽在无线通信中是非常稀缺的资源, 因此必须采用先进的技术在有限的频谱资源上实现高速率和大容量的数据传输, 以满足多种业务传输的需求;同时还要克服高速数据在无线信道下的多径衰落, 降低噪声和多径干扰, 达到改善系统性能的目的。OFDM和MIMO相结合可以解决这些问题:OFDM技术通过将频率选择性多径衰落信道在频域内转化为平坦信道, 减小了多径衰落的影响;而MIMO技术能够在空间上产生独立的并行信道并同时传输多路数据流, 在不增加系统带宽的情况下增加频谱利用率, 有效地提高了系统的传输速率。MIMO-OFDM技术, 不仅可以克服多径效应和频率选择性衰落带来的不良影响, 实现信号传输的高度可靠性, 而且还可以增加系统容量, 提高频谱利用率, 所以OFDM和MIMO结合将成为无线高速宽带网络的核心技术。
2 MIMO-OFDM技术
MIMO-OFDM系统是无线高速宽带网络最核心的技术, 是结合OFDM和MIMO而得到的一种新技术。OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 正交频分复用的基本原理是将信道分成许多正交子信道, 在每个子信道上进行窄带调制和传输, 这样既减少了子信道之间的相互干扰, 又提高了频谱利用率。无线数据业务一般都存在非对称性, 即下行链路中传输的数据量要远远大于上行链路中的数据传输量。因此无论从用户高速数据传输业务的需求, 还是从无线通信自身来考虑, 都希望物理层支持非对称高速数据传输, 而OFDM容易通过使用不同数量的子信道来实现上行和下行链路中不同的传输速率。
MIMO (Multiple Input Multiple Output, 多输入多输出) 技术是目前最常见的无线技术之一。它在发送端和接收端使用多天线同时发送和接收信号, 若各发送和接收天线之间的信道冲激响应独立的话, 就构成了多个并行的空间信道。MIMO能够在不增加带宽的情况下成倍地提高通信系统的容量, 是无线通信的重大突破。MIMO技术可以利用多径效应使信号的可靠性更高, 但对于频率的选择性衰弱却无能为力。
在未来高速宽带无线通信系统中, 多径效应、频率选择性衰落和带宽效率是信号传输过程中必须考虑的几个关键问题。MIMO系统在一定程度上可以抗多径衰落, 但对于频率选择性衰落无能为力。而OFDM将总带宽分割为若干个窄带子载波, 从而可以有效地抵抗频率选择性衰落。另外, 为了进一步提高系统传输速率, 使用OFDM技术的无线通信网就必须增加载波的数量。而这种方法会造成系统复杂度的增加, 并增大系统的占用带宽。MIMO多天线技术则能在不增加带宽的情况下, 在每一个窄带平坦子信道上获得更大的信道容量, 成倍地提高通信系统的容量和频谱效率, 是一种利用空间资源换取频谱资源的技术。
MIMO-OFDM作为MIMO与OFDM相结合的技术, 利用了时间、频率和空间三种分集技术, 提高了分集增益和系统容量, 增加了频谱的利用率, 能有效地对抗频率选择性衰弱, 使无线系统对噪声干扰, 多径的容限大大增加。MIMO技术在提高频带利用率上有杰出表现, 然而占用频带越宽, 多径效应越明显。传统的单载波系统为了实现MIMO检测而不得不大大增加接收机的复杂度, 而OFDM的出现恰好可以解决这一问题。将MIMO与OFDM两种技术相结合形成的MIMO-OFDM技术, 既可以使系统达到很高的传输效率, 提高频谱利用率, 又可以通过分集达到很高的可靠性, 大大增加无线系统对噪声、干扰、多径的容限。可以充分利用二者的优势, 而又互相弥补不足之处。因此将两者结合起来能够满足未来无线高速宽带网络的发展要求。
3 MIMO-OFDM的关键技术
3.1 空时信号处理技术
空时信号处理是从时间和空间两方面同时研究信号的处理技术。从信令方案的角度看, MIMO主要分为空时编码和空间复用两种。空时编码技术在发射端对数据流进行联合编码, 以减小由于信道衰落和噪声所导致的符号错误率, 同时增加信号的冗余度, 从而使信号在接收端获得最大的分集增益和编码增益。空时编码技术在发射端对数据流进行联合编码, 以减小由于信道衰落和噪声所导致的符号错误率, 同时增加信号的冗余度, 从而使信号在接收端获得最大的分集增益和编码增益。它的缺点是无法提高数据传输速率。空间复用是通过不同的天线尽可能多地在空间信道上传输相互独立的数据。MIMO技术的空间复用就是在接收端和发射端使用多个天线, 充分利用空间传播中的多径分量, 在同一信道上使用多个数据通道发射信号, 从而使得信道容量随着天线数量的增加而线性增加。这种信道容量的增加不占用额外的带宽, 也不消耗额外的发射功率。因此将空间复用与空时编码二者相结合, 能保证在每个数据流获得最小分集增益的条件下, 最大化平均数据, 从而得到高频谱效率和传输质量的良好折中。
3.2 同步技术
MIMO-OFDM系统对定时和频率偏移敏感, 因此时域和频率同步特别重要。载波频率的不同步或者符号定时的不准确将会直接影响到整个MIMO-OFDM系统的性能。OFDM信号波形使得大多数为单载波系统设计的同步算法不再适用, 这些区别表现在对各种同步错误的敏感性上。MIMO-OFDM系统要完成的同步任务包括:载波同步、采样时钟同步、符号同步与帧同步。载波频率不同步会破坏子载波间的正交性, 不仅造成输出信号幅度衰减及信号相位旋转, 更严重的是带来子载波间的干扰, 同时还会影响到符号定时和帧同步的性能, 所以载波同步对MIMO-OFDM系统尤为重要。采样频率同步是指发射端的D/A变换器和接收端的A/D变换器的工作频率保持一致。一般两个变换器之间的偏差较小, 对载波频偏的影响也较小。考虑到实际系统中上万个数据才有可能偏一个, 而一帧的数据如果不太长的话, 只要保证了帧同步, 可以忽略采样时钟不同步而造成的漏采样或多采样。符号定时的目的是为了找至FFT窗的起始位置, 使子系统保持正交, 且符号间干扰被完全消除或降至最小。可以采用特殊的训练序列或用循环前缀的相关特性进行符号定时。帧同步是在OFDM符号流中找出帧的开始位置, 在帧头被检测到的基础上, 接收机根据帧结构的定义, 以不同方式处理一帧中具有不同作用的符号。
3.3 信道估计技术
信道估计就是估计从发送天线到接收天线之间的无线信道的频率响应, 是MIMO—OFDM的关键技术之一, 目的是识别每组发送天线与接收天线之间的信道冲激响应, 从而能够唯一识别每副发送天线到接收天线的信道。MIMO-OFDM系统中信道估计主要实现估计各子信道的频域响应或信道冲击响应为均衡提供信道参考;为信道解码提供信道状态信息;为同步算法提供信道参考信息。多径性和时变性是无线信道的两大特点, 并且当系统采用空时编码时, 接收端在准确知道信道特性的情况下才能进行有效的解码, 因此准确的信道估计对无线系统尤为重要。从每副天线发出的训练子载波都是相互正交的, 能够唯一的识别每副发送天线到接收天线之间的信道。目前信道估计有两类:一类是基于训练序列或导频的方法, 此类方法在时变信道中需要周期性地发送训练序列。训练序列的发送要占用信道容量, 从而降低了信道利用率。它的好处是估计误差小, 收敛速度快。另一类是采用盲方法来进行信道辨别, 分为全盲和半盲信道估计。盲方法可以提高信道利用率, 更适合于高速数字通信信道。但全盲算法运算量相对较大, 而且收敛速度慢, 目前还难以实用;而半盲算法是对盲算法和基于导频法的折衷处理, 降低了运算复杂度。
3.4 分集技术
空间分集是用来克服无线传输中的信道衰落的一种技术, 分为接收分集和发射分集两类。无线信号在复杂的无线信道中传播产生瑞利衰落, 在不同空间位置上其衰落特性不同。如果两个位置间距大于天线之间的相关距离, 就可以实现信号空间分集接收。分集技术是克服多径衰落的的有效方法。目前分集技术分为时间分集、频率分集和空间分集等。不同分集技术的适用场合不同, 一般系统中都会考虑多种技术的结合。在MIMO-OFDM中, 由于利用了时间、频率和空间三种分集技术, 大大增加了系统对噪声、干扰、多径的容限。
3.5 自适应技术
MIMO-OFDM系统需要根据各个子信道的实际传输情况灵活的分配发送功率和信息比特, 以最大限度地提高系统容量。而且由于信道的频率选择性和时变性, 也许要实时的对信道进行检测。自适应传输的基本思想是根据传输信道的实际情况, 改变发射功率的水平、每个子信道的符号传输速率、QAM星座大小、编码等参数或这些参数的组合以维持恒定的误码率。系统为每个用户配置链路参数, 可以最大限度地提高系统容量。根据两个用户在特定位置和时间内地用户的SINR统计特征, 以及用户Qo S的要求, 存在多种编码与调制方案, 用于在用户数据流的基础上实现最优化。通过传输质量好的的子信道采用高速传输, 质量不好的子信道低传输速率的方式来提供较高的频谱使用效率。
4 结束语
MIMO技术和OFDM技术各有其优缺点, 在各自的领域发挥着巨大作用, 而将这两者完美结合起来将发挥更大的作用。MIMO-OFDM技术既能提高分集增益和系统容量, 又能增加频谱利用率, 有效对抗频率选择性衰落, 是无线通信发展的必然趋势。
参考文献
[1]肖扬.MIMO多天线无线通信系统.人民邮电出版社.
[2]艾渤, 王劲涛.宽带无线通信OFDM系统同步技术.人民邮电出版社.
[3]黄韬.MIMO相关技术与应用.机械工业出版社.
高速宽带 篇7
关键词：软件无线电,数字下变频,正交化,多相滤波,FPGA
随着软件无线电技术被广泛应用于蜂窝通信及各种军用和民用的无线通信系统中。作为软件无线电接收机的核心技术, 数字下变频技术也得到普遍应用。
传统的数字下变频器 (DDC) 结构包括数控振荡器 (Numerical Controlled Oscillator, NCO) 、混频器、低通滤波器和抽取器。其实现方法占用FPGA资源多, 运算复杂程度高, 功耗高而效率低。因此常见的高效DDC实现方法采用了多相抽取滤波结构, 在滤波运算前就降低了数据的采样速率, 减轻了后续滤波环节的运算负担, 降低了DDC运算复杂度和功耗。本文基于多相抽取滤波的高效结构, 给出了一种更加简化高效的宽带DDC实现方法。
用现场可编程阵列 (FPGA) 来实现数字下变频器有许多好处。FPGA在硬件上具有较强的稳定性和较高的运算速度, 在软件上具有可编程的特点, 可以根据不同的系统要求, 采用不同的结构来完成相应的功能, 便于进行系统功能扩展和性能升级。
1 数字下变频器原理
1.1 典型数字下变频器
典型的数字下变频的实现框图如图1所示。采样数据输入后与两个正交的本振序列相乘, 再通过数字低通滤波滤除带外信号, 便可以得到基带的正交基带分量I和Q。
图1中低通滤波器和后接的抽取器一起构成了标准的抽取系统, 通常采用多相滤波结构来实现。如果抽取因子D很大, 低通滤波器所需的阶数又较高时, 实现这种单级多相滤波结构则比较困难, 必须采用多级抽取实现。
1.2 基于多相滤波结构的数字正交变换下变频器
此种基于多相滤波的数字正交变换新方法, 该方法不仅不需要正交本振, 而且后续数字低通滤波器阶数也较低, 用FPGA实现相对简单。
设输入信号为
按照以下采样速率对其进行采样
得到的采样序列为
式 (3) 中
分别为信号的同相分量和正交分量。进一步, 得到
令
则可得
即, x'BI (n) 和x'BQ (n) 两个序列分别是同相分量xBI (n) 和xBQ (n) 的2倍抽取过程, 实现过程如2图所示。
容易证明, x'BI (n) 和x'BQ (n) 的数字普为
也就是说, 由于采取了奇偶抽取, 导致运算结果在时域上相差了半个采样点, 这种时间上的“对不齐”可以采样两个延时滤波器实现, 且两个延时滤波器满足以下条件
实际上, HQ (ejω) 和H1 (ejω) 就是抽取滤波器中第奇数个滤波器系数和第偶数个滤波器系数。因此, 只需按照滤波器的设计方法求出滤波器系数, 并以此提取奇数个滤波器系数和偶数个滤波器系数即可。由于HQ (ejω) 和H1 (ejω) 主要被用于调节序列的延时关系, 并不用于对采样信号滤波, 因此, HQ (ejω) 和H1 (ejω) 只需要很低的滤波器阶数[1]。
2 数字下变频器的FPGA实现
此处以一种雷达数字中频接收机为例来说明基于多相滤波正交变换结构的数字下变频在FPGA上的实现。输入信号为中频500 MHz, 带宽分别为100 MHz、20 MHz、2 MHz、点频, 脉冲宽度20μs的线性调频信号。该信号经过A/D变换后送入FPGA进行数字下变频。选用FPGA型号为Altera公司Arria GX系列的EP1AGX60。用一片EP1AGX60配合软件设计即可实现此DDC的全部功能。ADC与DDC的系统框图如图3所示。
2.1 两倍抽取降速的FPGA实现
依据多相滤波正交变换的结构首先应将400 MHz数据率的12位数据进行两倍抽取。因为ADC提供给FPGA的全局时钟为200 MHz, 做两倍抽取可以将200 MHz的双沿数据转换为两路单沿200 MHz的数据, 达到初步降速的目的[2,3]。具体实现采用DDIO双沿采数的IP核, 其逻辑框图如图4所示。
其工作时序如图5所示, 每个时钟周期DDIO模块输出的两个12位数据dataout_h[11..0]与dataout_l[11..0]为本时钟周期上升沿和上个时钟下降沿所采集到的两个12位数据An和Bn。
2.2 数控振荡器 (NCO) 模块的FPGA实现
数控振荡器 (Numerically Controlled Oscillator, NCO) 的作用是产生正弦、余弦样本。频率较低时要产生NCO的正余弦样本, 可以用实时计算的方法。但在超高速采样的情况下, 实时计算方法实现起来比较困难, 所以NCO一般采用直接数字合成 (DDS) 的方法实现:通过相位累加器得到相位值, 将相位值截短后查正弦/余弦表, 得到所需的正弦/余弦值。相位值截短和生成正弦/余弦表时的幅度量化均会带来噪声[5]。
在一些特定情况下, 选用合适的采样率, 能够不使用直接数字合成 (DDS) 而用固定系数来产生正弦、余弦样本。这样不仅避免了相位值截短和幅度量化带来的噪声, 同时实现起来相对容易, 占用的FPGA资源少。本系统即是用固定系数来产生正弦、余弦样本[6]。
为将信号频谱搬移到基带, 根据式 (6) , 将NCO及乘法器部分简化, 只通过信号取反来产生。即I路数据为原始数据经DDIO接收后的其中一路数据乘以 (-1) n;Q路数据为原始数据经DDIO接收后的其中一路数据乘以 (-1) n。对I、Q录数据进行乘以 (-1) n的操作后, 输出的两路数据就为正交变换后的数据, 如图6所示。
2.3 平衡相位滤波器的FPGA实现
当信号经过NCO与乘法器模块后, I路数据与Q路数据在时域上会相差半个采样点, 这半个延迟差是由于采用奇偶抽取所引起的, 所以采用两个时延滤波器加以校正。将两路数据分别通过两个32阶的抽取滤波器, 输出即为I和Q两路基带数据。其滤波器系数分别为原型32阶滤波器的第奇数个和第偶数个系数, 用于调节两路信号的相差。该滤波器采用Altera公司提供的FIR IP核实现, FPGA逻辑如图7所示。
该平衡相位滤波器的具体设计采用基于窗函数的“汉明窗”设计方法, 采用Matlab的fdatool设计工具完成, 其设置参数如图8所示。将生成的滤波器系数导入到FPGA的FIR IP核中。
在FPGA中平衡相位滤波器FIR IP核的配置如图9所示。
2.4 抽取滤波器的FPGA实现
抽取滤波器为64阶, 其实现如图10所示。采用直接型结构, 输入数据分别和相应的系数相乘, 然后通过流水线加法器将结果进行累加输出。
滤波器设计采用基于最优化设计方法, 采用Matlab的fdatool设计工具完成。对于20 MHz的带宽, 截至频率设置为14 MHz;对于2 MHz的带宽, 截至频率设置为4 MHz;对于2点频带宽, 截至频率设置为2.9 MHz, 其他参数设置相同, 如图11所示。
滤波器的实现采用Altera提供的IP核, 具有稳定、速度快、效率高、使用配置方便且直观的优点。Reload_fir为系数可重载滤波器, 根据BW控制字的不同, 选择不同的滤波器系数, 从而实现不同的带宽选择。Para_cnt为抽取使能控制, 根据不同的带宽, 选择不同的抽取倍数, 并使其输出信号作用于D触发器的使能端口, 实现抽取功能。
3 DDC实验结果
DDC功能测试连接如图13所示, 采用Matlab产生2 048个标准的宽带中频信号数据, 并把产生的中频数据存储到FPGA的ROM中, 作为DDC逻辑的数据源。然后通过Signal Tap对数字下变频逻辑的运算结果进行存储并分析。
为观测方便, 产生501 MHz的单频数据存放于测试ROM中, 对DDC的输出结果实时进行监控, 带宽 (BW) 20 MHz时输出结果如图14所示。
输入信号频率为501 MHz, 由理论分析可知, 经DDC后输出信号频率为1 MHz。图14中, dai和daq为经过第一级平衡滤波器后的I路和Q路输出结果, idata和qdata为最终的结果, 此时信号速率为20 MHz, 对应图中波形每个周期有20个采样点。
4 结束语
介绍了一种运用FPGA设计基于多相滤波正交变换结构的数字下变频器的新方法, 它能够较好地降低滤波器的阶数, 同时运用FPGA内部IP核实现FIR滤波器以提高设计效率。通过改变软件设计改变数字下变频器的要求, 具有较好的可扩展性与灵活性。
参考文献
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[2]高志成, 肖先赐.宽带数字下变频的一种高效实现结构[J].电子与信息学报, 2001, 23 (3) :255-260.
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[4]张希良.基于下频技术的软件无线电数字滤波器研究[D].济南:山东大学, 2012.
高速宽带 篇8
软件无线电技术在通讯领域里的成功应用,为雷达信号的接收与处理提供了新的思路。而中频数字接收技术的日益成熟、可编程逻辑器件性能的极大提高和广泛使用,为该技术在雷达中的应用提供了一个良好的平台。雷达信号宽带中频数字接收带来的好处是,可以保留原始信号调制的全部特征信息,这在以雷达信号脉内分析为研究热点的今天,有着极其重要的意义[1]。
在雷达信号分选和识别方面,基本的方法是依赖于截获雷达脉冲信号的五个主要参数:载频(f)、脉冲幅度(PA)、脉冲宽度(PW)、脉冲到达时间(TOA)、脉冲到达角(AOA)。这些参数的高精度测量是进行信号分选、脉内精细分析、数据融合等处理的关键所在,是后续工作顺利开展的基础。本文中的系统利用AD转换器直接对宽带中频信号进行高速高精度转换,并可对400MHz带宽的中频信号通过大规模FPGA进行2级数字下变频,形成多个子信道,然后采用先进的检测和参数计算算法,得出高质量的PDW数据[2]。
1 硬件平台
宽带数字信道化被动侦测系统在硬件上是由高速高精度AD转换EV10AQ190、千万门级的大规模FPGA XC5VSX95T、高准确度低抖动的时钟模块等组成,如图1所示。
射频接收机输出的宽带高中频信号经过50Ω匹配后,与AD转换器输入端相连,AD转换结果用LVDS电平高速传给FPGA,AD的转换时钟设定为2GSPS,选用E2V公司的EV10AQ190芯片。这款AD可以被配置为单通道、双通道、四通道等多种使用方式,单通道最大采样速率可达5GSPS。由于数字信道化和脉冲参数计算需要巨大的运算量,因此选用内嵌640个高速DSP处理单元的FPGA作为数字接收机的处理器平台,型号为:XC5VSX95T FFG1136-2I,该芯片专门为高性能的信号处理设计。硬件实物图如图2所示。
2 FPGA软件设计
从图3中可以看出,FPGA软件主要包括:
(1)AD采集:完成AD数据的采集,采用异步FIFO作为AD数据传输的桥梁。
(2)自检信号产生:产生中频脉冲信号与白噪声;产生自检的时间;产生自检的方位数据,用于设备的调试与测试。
(3)第1级数字下变频,对微波电路输出的频率范围为1.35～1.75G的信号做下变频,形成4个子信道,得到零中频信号。滤波器采用64阶FIR,高速AD输出的2GSPS的数据流分路为4路输出(每路500MSPS),因此采用多相滤波的算法实现[3]。输出的数据率为250MHz,I、Q各16位。
(4)第2级数字下变频,形成8(2*4)个子信道,每信道的间隔为50MHz,滤波器采用32阶,仍然采用多相滤波的算法实现。输出的数据率为125MHz,I、Q各16位。
(5)求模、求相位:采用Cordic算法实现求模和相位,得出信号包络和瞬时相位。
(6)检测:采用了基于总和法和表决法的时域检测方法,门限采用噪声统计的自适应门限与2次门限相结合的方式,对窄脉宽和宽脉宽的信号分别用不同的匹配准则,对较长的输入脉冲,具有更高的灵敏度[4]。
(7)参数计算:脉冲幅度通过对过门限值的脉冲幅度值作累加平均得到;脉冲幅度一半所对应的前沿时刻即为脉冲到达时间;前后沿时间间隔为脉冲宽度;对一个脉冲内的瞬时频率进行平均,便可以测得准确的载频信息(对于脉冲压缩信号,得到的载频是指该信号的中心频率)[5]。
详细的PDW参数计算流程图如图4所示。
3 程序运行结果
本节给出一些程序运行时通过Chipscope的截图。
第一级信道化输出结果如图5所示,参数:输入模拟频率:1.62GHz,2GSPS采样,利用多相滤波(8分路)下变频后得到速率为250MSPS的IQ数据,为了便于利用RocketIO将第一片FPGA的处理结果传送给第二片FPGA做第二级信道化及参数计算,将此数据流再次抽样,最终得到125MSPS的IQ结果。图6给出的是第二级信道化的结果。
由图7可看出,将同一个信号同时送给四个大信道,得到的四个PDW输出中的频率码完全相同,这充分说明各个通道的一致性相当理想,另外注意到,为了防止同时到达的信号的PDW数据丢失,在程序中设置了FIFO并按照循环问答的方式寄存PDW。从上图中也可清晰的看到这一点,8个小通道中的1、3、5、7小信道同时输出的PDW被成功的按顺序锁存下来。
4 结束语
本系统采用先进的超高速AD转换器和超大规模FPGA组成硬件系统,并充分利用多相滤波、总和法+表决法检测等数字信号处理算法实现了宽带侦收,这种数字超宽带处理能大大降低前端模拟接收机的复杂程度,能在一个合理的硬件成本和体积下,实现全频段全信道化侦收,大大提高系统的截获概率。该课题的研究成果,可应用于地面/舰载电子侦察系统,时差定位系统,目标识别系统。
参考文献
[1]软件无线电技术与实现[M].杨小牛,等译.北京:电子工业出版社,2004.
[2]杨小牛,楼才义,徐建良.软件无线电原理与应用[M].北京:电子工业出版社,2001.
[3]宋虎,陈建军.一种新的高效数字下变频方法及其FPGA实现[J].雷达与对抗,2006(2):3-36.
[4]Hussain.Ultra-Wideband Impulse Radar——An Overview of thePrinciples[J].IEEE AES System Magazine,1998(9):9-14.