信号通道

信号通道（精选八篇）

信号通道 篇1

信号源是一种能产生多种不同信号的电子仪器,是工业生产和电工、电子实验室经常使用的电子仪器之一。为了能以合理价格提供最大的性能,测试设备制造商设计了大量单通道信号源,单通道源能满足工程师基本应用的需要,但经常也会遇到需要频率和相位锁定的多个源通道的挑战。在工程师需要多通道时,通常办法还是购买单通道源,把多台单通道源联用,而不是把有限的预算花在一台多通道仪器上。

在信号发生器说明手册中,给出了单通道源构成多通道源的方式,但这种方式无法使多通道源的所有输出通道都产生连续的波形,而是只能产生有限的脉冲串。本文在此基础上进行多次实验,提出了一种可以使由多台单通道源构成的多通道源输出连续的波形的实现方案。

1 信号发生器的原理

信号发生器的主要部件由频率产生单元、调制单元、缓冲放大单元和衰减输出单元等部分组成。其中频率产生单元是信号发生器的基础和核心。目前的中高端信号发生器频率产生单元采用了先进的DDS频率合成技术,具有频率输出稳定度高、频率合成范围宽、信号频谱合成度高等优点[1]。

DDS技术是一种通过DAC将数字量信号转换成模拟量信号的合成技术。DDS技术是利用高速存储器作查询表,然后通过高速DAC平滑产生正弦波,正弦输出的DDS原理框图如图1 所示。图中,系统时钟由高稳定度的晶振提供,用于DDS中各期间的同步。DDS工作时,频率控制字(FCW)K在每个时钟周期内与相位累加器累加一次,得到的相位值在每个时钟周期内以二进制码的形式去寻址正弦查询表ROM,将相位信息转变成它相应的数字化正弦幅度值,ROM输出的数字化波形序列再经DAC得到模拟输出,DAC输出的阶梯波再通过低通滤波器(LPF)平滑后得到一个纯净的正弦信号。当DDS中的相位累加器计数大于2N时,累加器自动溢出,保留后面的N比特数字于累加器中,即相当于做2N的模余运算,相位累加器平均每2NK个时钟周期溢出一次。整个DDS系统输出一个正弦波[2,3,4,5,6]。

2构成多通道源需要解决的问题

构成多通道源的难点主要有两个:一是不同仪器输出信号间相位的锁定,相位锁定的信号间保持彼此间恒定的相位偏移,并且没有漂移;二是使不同仪器输出信号的相位差保持为0°。

多通道源的主要优点是多路信号由同样的时钟源产生,因此多路信号之间能够进行锁相,而多台单通道源之间的时钟源不同,因此不同仪器输出的波形之间的相位会不停的漂移。因此构成多通道源,就需要一个称为“外基准”的公共时钟信号[7,8]。通过选取公共时钟信号,两台信号发生器之间进行了锁相,此时可以手动调节两台仪器输出波形之间的相位差,直到两路信号相位差为0°。但也可以通过选取公共触发信号同时触发两台仪器,使输出信号之间的相位差[9,10]自动保持为0°,本文就以后一种方式进行研究。

3 两台双通道信号源构成三通道信号源的方法

由于身边仪器所限,本文实验所用仪器为一台Keysight公司生产的33600A双通道信号发生器和一台Agilent公司生产的33522A双通道信号发生器,利用这两台双通道源来构成三通道源。由单通道源构成多通道源的原理与方法与此相同。

3.1 公共时钟信号的选取

在两台仪器的后面板均可以看到有10 MHz In和10 MHz Out两个BNC端口,其中的10 MHz Out可以输出本台仪器的时钟信号,相应的10 MHz In可以接收来自外部的时钟信号。 将33600A的10 MHz Out通过BNC电缆接33522A的10 MHz In,并且在33600A的前面板设置所用时钟源为内部时钟源,在33522A的前面板设置所用时钟源为外部时钟源。这样就完成了公共时钟信号的选取,即两台仪器共用了33600A的时钟信号。

3.2 公共触发信号的选取

两台仪器后面板均有EXT Trig BNC端口,EXT Trig端口可以通过前面板设置为输入或者输出。设置为输入时则仪器可以接收外部的触发信号;设置为输出时则仪器可以输出触发信号。仪器说明手册给出的选取公共触发信号的方式是将两台仪器的EXT Trig接口连接在一起,并通过前面板的设置实现两台仪器的公共触发,但这种方式的缺点在于只能输出有限的脉冲串,当需要连续信号时则无法实现。本文经过研究对此方式进行了改进,实现了连续信号的输出。

实现上述输出的方式是利用一台仪器的同步输出端输出信号到另一台仪器的EXT Trig接口(同步输出端输出的信号是占空比为50%的方波信号,可以提供准确的上升沿或下降沿)。本文中用33600A的同步输出端输出信号到33522A的EXT Trig端口,并在33522A的前面板设置其通道的输出模式为burst模式,触发源设置为外部触发源。

4 测试结果及分析

按照上面所述连接好仪器,将两台信号发生器的4个通道分别接到示波器的4 个通道(所用示波器为lecroy示波器,共有4 个可输入通道),连接如图2 所示。

图2 中,33600A的1 通道连接到示波器的1 通道,输出正弦信号;33522A的2 通道连接到示波器的2 通道,初始相位设置为默认的0°,期望输出与1 通道同频同相的信号;33522A的3 通道连接到示波器的3 通道,初始相位设为-35°,期望输出与1 通道同频不同相的信号。本文选取了1 k Hz,5 k Hz,10 k Hz,50 k Hz,100 k Hz,500 k Hz,1 MHz这些点来测试是否能够实现上述输出信号。测试结果如表1 所示。表中,C1,C2,C3是指示波器的1,2,3通道;PC1,C2,PC1,C3,PC2,C3指通道之间的相位差。由于PC1,C3= PC1,C2+ PC2,C3,而PC2,C3是一个恒定不变的值。下面只对C1,C2之间相位差与频率的关系进行分析。

C1,C2之间相位差与频率之间的折线图如图3 所示。

由于空间所限,折线图的横坐标没有按照等差递增的关系来设置。从图3 可以看到在1 k Hz以内,C1,C2之间的相位差趋近于0°,在1~10 k Hz,10~100 k Hz,100 k Hz~1 MHz三个频率段,C1,C2之间的相位差与频率均表现出明显的线性关系。观察表1 可以看到在1 k Hz~1 MHz的整个频率范围内C1,C2之间的相位差与频率均表现出了线性关系,用公式来表达,即:

式中:y为C1,C2之间的相位差;x为频率;若式中x以1 k Hz为基本单位,根据测得数据,可以得出k≈0.056,即频率每增加1 k Hz,相位差会增加0.056°;b的数值为频率为1 k Hz时所测得的相位差值。

为了确定k值是否会因仪器的不同而不同,继续进行如下的实验:用另一台33600A取代33522A,其余条件不变进行测试,测试结果如表2 所示。

将测得的数据代入公式y = kx + b,仍然以1 k Hz为基本单位,则可以得到k ≈0.050。对比第一次实验得到的k值,可以得出结论:不同仪器之间组合时系数k的值是不同的,在使用前需要工程师测定系数k的值。

通过上述测试分析,可以得出:

(1)可以非常好地实现两台仪器输出波形之间的相位锁定。

(2)在低频(1 k Hz以内)时,两台仪器输出信号间的相位差值为0°;当频率升高(1 k Hz~1 MHz)时,随着频率的升高两台仪器输出波形之间的相位差出现一定偏差。

(3)当频率升高(1 k Hz~1 MHz)时,两台仪器输出波形之间的相位差随着频率的升高表现出线性变化,可以用公式y = kx + b来表示,其中的系数k随着所用仪器的不同而不同。

通过上述测试,已经得出多通道信号之间相位随着频率的变化关系。在实际应用中,可以利用计算机实现对仪器的远程控制,并在上位机的程序中加入对相位的人为修正,实现在所有频率上多个通道输出信号间的相位差保持为0°。

5 结论

本文对用单通道源构成多通道源进行了探索研究,提出了一种实现的方法,并对此方法进行了测试分析。测试结果表明,可以很好地实现多通道信号之间的相位锁定;利用计算机远程控制,在上位机程序中进行适当的人为修正,多通道输出信号之间相位差为0°也可以很好的实现。在工程师需要多通道源,而又没有多通道源时,本文的研究成果为工程师们提供了一种切实可行的方式来获得多通道源,在实际应用中具有重要的意义。

参考文献

[1]王永疆.信号发生器的原理与使用[J].家电检修技术,2006(4):42-44.

[2]汤兵兵.基于DDS技术的信号发生器设计与实现[D].南昌:南昌大学,2015.

[3]钱永青.基于DDS技术正弦信号发生器的设计[J].现代电子技术,2008,31(21):104-105.

[4]石雄.直接数字频率合成技术的研究与应用[D].武汉:华中科技大学,2007.

[5]WEI Li,ZHANG Jinbo.Research of parameter adjustable harmonic signal generator based on DDS[C]//Proceedings of 2008ISECS International Colloquium on Computing,Communication,Control,and Management.[S.l.]:ISECS,2008:88-91.

[6]DU Y H,OUYANG Q R.Fast frequency hopping signal generator based on DDS[J].Advanced materials research,2011,142:162-165.

[7]马秋.浅谈锁相环在信号发生器中的应用[J].山东工业技术,2014(22):270.

[8]SINGHAL A,MADHU C,KUMAR V.Designs of all digital phase locked loop[C]//Proceedings of 2014 Recent Advances in Engineering and Computational Sciences.Chandigarh:IEEE,2014:1-5.

[9]王燚,谢启,吕庭,等.高精度多通道同步正弦信号源设计与实现[J].计算机测量与控制,2010(11):2663-2665.

信号通道 篇2

【摘要】在实际应用中，针对回波多谱勒频率未知的一般情形，由于多相码为多普勒敏感信号，通常采用多通道多谱勒补偿方法，本文讨论了多通道补偿后的信号检测处理流程，目的是寻求一种最优的信号检测流程，降低多相码由于多谱勒失配所造成的恒虚警率的增加，提高整个系统的检测性能。

【关键词】多相码；多谱勒补偿；非相参积累；恒虚警检测

一、引言

众所周知，多相码属于抗多谱勒频偏能力差的信号，即随着目标多谱勒频率的增大，脉压输出的主副比将大大降低，严重时甚至会使雷达不能正常工作。多谱勒敏感性问题是限制多相码信号跟踪快速目标的关键所在，目前国内外针对这个问题通常都采用多谱勒补偿方法。本文针对实际应用中回波多谱勒频率未知的一般情形，针对传统的多通道多谱勒补偿方法，讨论了补偿后不同信号检测处理流程，寻求一种最优的信号检测流程，降低多相码由于多谱勒失配造成的恒虚警率的增加，提高整个系统的检测性能。

二、主要功能介绍

1、多通道多谱勒补偿：实际应用中，进行多通道多谱勒补偿时，往往是在满足系统信噪比损失要求的前提下，根据该多相码匹配滤波结果在规定信噪比损失条件下的多谱勒容限带宽，来确定各补偿通道的补偿多谱勒频率和总的补偿通道数。

2、非相参积累：不能利用或虽然有相位信息而不去利用的积累方法叫非相参积累，本文所谓的非相参积累就是对各补偿通道输出结果先进行平方率包络检波然后再进行积累。

3、恒虚警检测：在雷达系统中，信号检测准则是奈曼-皮尔逊准则，对于强度变化的噪声或杂波，需要对信号进行恒虚警处理，使检测的虚警概率保持恒定，从而实现恒虚警检测。一般通用的CFAR检测中，输入样本通过包络检测器被送到滑窗寄存器中，本文采样一般通用的CA-CFAR检测方法。

三、仿真结果及性能分析

1、多通道多谱勒补偿：我们以码长为2134的P（3，0.01） 32相码为例：假定目标回波的多谱勒频移范围为[-25，+25]KHz，系统要求的信噪比损失不大于3dB。则根据完全匹配情况下多谱勒频移与信噪比损失关系曲线，确定总的补偿通道数为7，各补偿通道的补偿多谱勒频率分别为[-21.8586，-14.5724，-7.2862，0，7.2862，14.5724，21.8586]KHz，则在上述规定的多谱勒频移范围内，若目标回波的多谱勒频率为7.2862KHz时，则图1给出了各补偿通道脉压输出结果的部分截取图。

2、平方率包络检波+非相参积累：对上述各补偿通道输出结果进行平方率包络检波，以输出模值最大通道为基准进行非相参积累。对于单通道完全匹配情况，输出峰值位置为2134。而对于非相参积累输出，则积累结果的峰值位置与回波的多谱勒频率有关。

3、恒虚警检测：如果各补偿通道输入端的噪声为高斯白噪声，由于匹配滤波器是线性滤波器，则各补偿通道输出端噪声将仍服从高斯分布，如果各补偿通道输出端噪声相互独立并且服从N（0，1）分布，若对各补偿通道匹配滤波后结果进行平方率包络检波，则检波后的噪声将服从卡方分布模型。若对其进行非相参积累，由于卡方分布相加仍服从卡方分布，因此各补偿通道非相参积累后噪声服从卡方分布模型。我们选取单路匹配滤波模值最大点，按模值最大通道为基准非相参积累的模值最大点分别作为检测单元，进行（CA-CFAR）恒虚警检测。我们对此模型进行了10000次Monte Carlo仿真，其ROC曲线如图2。仿真参数：虚警率：Pf=10-4；参考单元为8；保护单元为6。由图2可以看出：在多谱勒频移比较大的情况下，最大模值输出通道的检测结果远远优于单路匹配滤波的检测结果。但在多谱勒频移比较小的情况下，两者的检测结果基本相同。

图1 各补偿通道输出结果的部分截取图

图2 回波fd=7.2862KHz的ROC曲线

四、结束语

通过仿真我们发现，采用多通道多谱勒补偿方法，需要在系统输入信噪比、回波多谱勒频移大小、非相参积累准则等方面折中考虑，选择合适的方法来降低多相码由多谱勒频移所造成的虚警率的增加，提高系统的检测性能，但这却是以实现的复杂度为代价的，这其中更深层次的关系还有待于进一步研究。

参考文献

[1]Yuping Cheng， Zheng Bao， Zhiping Lin，“Doppler Compensation For Binary Phase-Coded Waveforms”， IEEE Transactions On Aerospace and Ekectronic Systems Vol.38， No.3 July 2002.

探讨定时信号对通道的影响 篇3

1 现状分析

我局主要光通信设备为中兴ZXSM-150传输设备以及ZXSM-10PCM设备, 中兴传输网已经运行了比较长的时间, 整个传输网和PCM网络采取在局中心进行监控的方式。使用的网管版本为ZXONM E100, 传输设备和PCM设备在同一个网管里管理。目前我局管辖的110kV变电站有9个, 各个站的远动信息接入PCM设备, 经中兴传输网传至市局和县局, 每个站对市局和县局都分别占用一个2M。其网络拓扑结构图如图1。

当前情况是多个站采用PCM四线EM板的模拟通道有误码, 我们连同厂家技术人员首先在县局主站端查找原因, 在县局使用2M通道测试仪以及数据分析仪进行测试, 我们选择金渡变, 用软件在其PCM侧环回, 发现有误码;再用软件在其SDH侧环回, 还是有误码。随后我们分别尝试了其他变电站, 情况也一样。这时候, 厂家技术人员提议更换县局PCM设备的四线EM板, 当我们更换了新的四线EM板再重新测试时, 还是有误码现象。我们重新对现象进行分析, 判断问题可能是在设备的软件配置上。

我们查阅了大量资料, 所谓误码就是经接收判决再生后, 数字流的某些比特发生了差错, 使传输信息的质量发生了损伤。误码发生的原因是多方面的。理想的光纤传输系统是十分稳定的传输通道, 基本上不受外界电磁干扰的影响, 造成误码的主要内部机理有: (1) 各种噪声源; (2) 色散引起的码间干扰; (3) 定位抖动产生的误码; (4) 复位器, 交叉连接设备和交换机的误码。噪声、码间干扰是不能够导致多个变电站同时出现误码的, 而复位器, 交叉连接设备和交换机的误码也是突发性的。光纤通信系统中带有抖动的数字流与恢复的定时信号之间存在着动态的相位差, 称为定位抖动, 这会造成接收机有效判决偏离眼图中心, 直至发生误码。于是, 我们开始对各站的定时信号进行检查。

目前, 包括县局在内的各个站点的PCM设备均采用对市局的2M信号提取的时钟信号进行锁相同步。因此, 对于县局来说, 其与各个变电站的定时信号的提取是相同的。由于同步链路数的增加, 同步分配过程的噪声和温度变化引起的漂移会使定时信号的质量逐渐恶化。经检查发现部分站的PCM时钟不能同步, 于是厂家技术人员修改了各站PCM设备的时钟提取方法, 仅保留了县局对市局的定时时钟的抽取, 其他站对县局的2M信号提取的时钟信号进行锁相同步, 修改后误码现象消除了。

2 同步定时的意义

网同步的问题是SDH中最重要的问题之一, 只有保证网同步, 才可以借助于指针实现支路信号灵活上/下。网同步的目的是使网中各节点的时钟频率和相位都限制在预先确定的容差范围内, 以免由于数字传输系统中信息比特的溢出和取空, 从而导致传输损伤。

中兴PCM设备数字交叉单板具有时钟同步与锁相模块, 实现从E1接口模块某一个选定的2M信号提取的时钟信号进行锁相同步, 当E1接口没有选择2M信号时钟时, 单板采用自身的时钟进行作为系统的同步时钟。对于SDH设备, 设备之间采用主从同步方式。主从同步方式使用一系列分级的时钟, 每级时钟都与其上一级时钟同步, 在网中的最高一级时钟称为基准时钟, 它是一个高精度和高稳定度的时钟, 该时钟经同步分配网分配给下面的各级时钟。中兴SDH定时同步功能由SC板完成, 系统的时钟源可以有多种选择:跟踪外部定时基准、锁定某一方向的线路时钟或内时钟。

时钟本身、传输媒质等都会产生漂移, 同步时钟设备和SDH设备对于抖动具有良好的过滤功能, 但是难以滤除漂移。SDH定时链路上的SDH网元时钟将会增加漂移总量, 随着定时信号的传递, 漂移将不断累积。

3 结语

光通信系统传输网络本身并不一定需要同步才能工作, 其指针调整可以应付频率差。然而, 为了与2M业务及其承载的业务网的需要, SDH仍需要工作在同步环境中。否则, 指针调整会使SDH解同步器和互联的PDH设备性能劣化, 导致抖动超标甚至产生严重误码。有了同步环境后, 指针调整事件很少发生, 对业务不会造成影响。

我们在实际的应用中, 应该选择好定时时钟的提取, 从而减少误码情况的发生。

摘要：SDH网是同步工作的网, 其采用同步复用方式和灵活的复用映射结构, 使得上/下业务非常简便, 但由于指针调整产生的相位跃变, 容易导致信号的抖动以及漂移。假如网络的定时信号抽取不正确, 则会引起一系列的传输通道误码问题。

关键词：网同步,定时信号,通道误码

参考文献

[1]樊云燕.数字同步网时钟信号传递问题的研究[D].郑州大学, 2007.

[2]彭明宇, 彭承柱.光通信网的同步与定时[J].当代通信, 2003 (7) .

[3]鲁春丛, 陈旭.现阶段我国数字同步网中SDH同步链路的组织方式[J].电信科学, 2000 (8) .

零中频信号的数字通道均衡处理 篇4

关键词：数字通道,均衡处理,零中频信号

和路和差路两路射频信号经过高放、前中、中放、相检后变成零中频信号I和Q分量, 再分别经A/D变换器转变为数字量IS和QS, 为保证I、Q两路信号的正交性, 以及和差两路信号幅度和相位的一致性, 我们先对每一路信号中的I、Q信号进行正交性均衡处理, 再对和差两路信号进行数字通道均衡处理。

开关接通测试源 (可用外加信号源代替) 后, 整个系统进入数字通道均衡处理系统, 对每一路信号中的I、Q信号进行正交性均衡处理, 并对和差两路信号的幅相一致性进行校正, 保证和路和差路两信号在经过A/D之后的幅度和相位的均衡。

经过正交解调的回波信号, 可以得到I和Q两路正交信号, 再经过傅里叶变换后得到两路信号的频谱。因为幅度和相位误差普遍存在于I和Q两个通道间, 所以相位和幅度校正在正交调教后是必不可少的部分。但是对于不同的频率点, 其频响也有差异, 所以不可能保证在整个信号频率范围内所有频率点处都相同。一般来说是取信号的中心频率fc作为测试信号, 同时对幅度校正环节和相位校正环节的参数做出改变, 使得I和Q两路信号在这个频率点处保持一致。使用以上的方法来校正误差, 能够让在频率范围内通道间的信号保持大致不变。

使用正交解调器让测试信号通过, 在我们认为的理想状态下, 即I和Q通道间有相同的幅度, 存在90°的相位差

表明傅里叶变换后将输出单边谱线, 该谱线出现在fc处。

针对现实情况, 因为通道之间存在交扰, 幅度误差和相位误差肯定在两路信号中出现。考虑到分析的方便性, 可以集中幅度误差和相位误差在Q路。

说明由于两个通道间有一定的交扰, 通过傅里叶变换后将输出双边谱线, 其中一条谱线出现在fc处, 它的幅度和相位响应是;另一条谱线出现在-fc处。

为了消除fc处虚假信号, 可以增加校正相位和校正幅度这两个部份。对这两个部份的参数进行调整, 可以补偿通道间存在的误差, 最后让傅里叶变换后输出单边谱线。

从本质上讲, 分析两通道间的信号, 能够得到通道带来的误差值, 便可以完成通道间交扰的校正。经过正交调解测试信号, 可以得到两路包含通道间交扰的信号, 使用模数变换的方法采样信号, 计算零延时两通道间信号采样值的自相关函数和互相关函数:

上面的方程组中有3个未知变量, 计算出这个方程组的解A、和的值。一经固定误差求得后, 可以通过适当的线性交换完成通道间误差的校正。

通道间存在交扰时 (1) 式的矩阵形式在Q通道信号展开后, 有:

可以得到无通道误差的I和Q通道信号:

和差两路信号通道均衡原理

假设发射脉冲脉宽为75ns, 脉冲重频为100KHz, 信号中频中心频率为60MHz, 中频带宽为20MHz, 两路信号经过高放、前中、中放、相检后变成正交视频 (零中频) 信号I和Q分量, 再分别经A/D变换器转变为数字量IS、QS和IS、QS, 正交信号IS和QS包含了信号的幅度和相位信息, 和路和差路的幅度和相位信息分别为:

以和路的幅度为基准, 对差路的幅相进行校正, 保证两路信号的幅相一致性。

A/D后, 两路信号进入数字通道均衡处理系统, 用一乘法器可实现两路信号的幅度校正。

设A/D采样频率为, 信号周期为T, 信号频率为, 则一个周期采样点数为N=*T=*2/, 采样序列向前或向后移动X点。

在同一采样时刻t, 和信号相位差为, 则根据 (3) 式可算出整个采样序列向前或向后移动X点, 这样就保证了两路信号的相位一致性。

信号通道 篇5

针对目前高精度测量及微纳尺度的测量技术发展需要,本文开发了一种基于ADS1274 的多通道微弱电压信号同步采集系统。 该系统以24 bit高精度A/D转换模块为核心,构成具有高精确度、高分辨率的信号同步采集系统。 相比传统式测量或采用频分复用技术的系统[3],它从硬件上解决了多通道信号同步采集需求,同时软件操作简单,且无需将输入信号放大,不会引入新的干扰源,大大降低了电路结构的复杂程度,从而提高了系统可靠性和数据测量准确度。

1 系统总体结构

多通道微弱电压信号同步采集系统主要完成三大功能:4 通道信号同步采集、数据显示及数据传输。 系统总体结构如图1 所示,其中信号调理电路配合ADS1274高性能A/D芯片实现同步采集4 通道微弱电压信号,C8051F120 编程读取A/D芯片数据,LCD12864 实时显示采集数据,通过功能键选择RS232/RS422 将测量数据传输至PC机或其他设备。

2 硬件设计

综合考虑系统的精度和量程需要,本文选用TI公司的24 bit高性能4 通道同步采样A/D转换芯片ADS1274 , 利用TPS7A7300 线性稳压器和TPS70451 双电压输出模块设计系统电源,采用全差分运放OPA1632 搭建差分输入电路作为A/D输入端的信号调理, 并用C8051F120 单片机系统作为控制核心, 用LCD12864 液晶实时显示采集数据。

系统硬件结构如图2 所示,微弱电压信号采集系统可分为4 个模块:电源模块、信号调理模块、A/D转换模块和单片机系统模块。 其实现过程如下: 外部传感器的差分信号传输至信号调理模块进行滤波和调理; 再经ADS1274 转换为数字信号传输至C8051F120 单片机系统;单片机系统将读取的数据进行数字滤波及运算后,显示在液晶屏上。

2.1 信号调理模块

由于系统采集的电压非常微弱, 在微伏量级,而环境中的噪声和干扰的强度大约为零点几毫伏,故在A/D采样前需对电桥输出信号进行调理,以滤除环境噪声,提高共模抑制比。 信号调理电路原理图如图3 所示, 采用OPA1632设计的差分输入方式, 可提高抗干扰能力,且可方便地处理电桥输出的差分信号。 图中电阻均为1%精度, 且严格挑选使电路参数尽可能对称;电容C46、C47 当A/D工作在低功耗模式时可选用2.7 nF的电容,在低速模式时则选用1.5 nF的电容;电容均采用COG封装陶瓷电容,能更好地滤除干扰。

2.2 A/D转换模块

A/D转换模块的性能好坏将直接决定该数据采集系统能否满足数据采集的要求。 本文选择ADS1274,采用 △-Σ 转换方式,采样速率可达144 kS/s,且内置的高阶稳态斩波调节器实现了非常低的漂移和带内噪声。 在提供2.5 V的参考电压时,其可在±2.5 V的量程内分辨低至0.149 μV的微弱电压。 ADS1274 转换模块电路设计如图4 所示。

(1)ADS1274 模式设置。 ADS1274 允许在高速、 高分辨率、低功耗、低速4 种工作模式中选择一种,这些模式都提供了分辨率、速度和功耗方面的优化。 模式设置由数字输入引脚MODE状态所决定。 ADS1274 转换后的数据输出采用SPI协议与单片机通信,同时选定数据输出格式为TDM模式由DOUT1 引脚移位输出, 协议和数据输出格式的选择是由FORFMAT引脚的输入状态确定。ADS1274 模式具体配置如表1 所示。

(2) 基准电压设计。 基准电压电路如图5 所示, 采用TI公司生产的低噪声、 超低温漂的精密基准电压器件REF5025 提供2.5 V基准电压, 并通过OPA2350 高速单电源轨至轨运算放大器构成电压跟随滤波器输出,充分保障了系统基准电压的稳定性和抗干扰能力。

2.3 单片机系统模块

综合考虑系统要求, 选择C8051F120 微处理器作为控制芯片。 C8051F120 单片机具有高速、流水线结构的与8051 兼容的CIP-51内核,硬件实现的SPI和两个UART串行接口等。 采用3.3 V电压供电,端口兼容5 V电压, 最大系统时钟频率可达100 MHz。

(1) 液晶显示模块。 为方便观察系统工作状态及人机交互, 选用可显示汉字及图形的LCD12864 液晶作为显示部件, 用以显示系统测量的实时输出状态及数据,同时方便功能菜单的设计和选择。

(2) 通信模块。 数据采集到之后往往需要借助计算机进行数据后续处理。 本系统设置了RS232 和RS422 两种串行通信接口,使其方便与PC或其他设备进行数据传输。

2.4 电源模块

电源模块是保证A/D芯片数据采集精度和系统可靠性的基础。 高分辨力的A/D芯片易受电源纹波的影响,虽然ADS1274 内部设有相应的抗干扰措施,但稳定的电源将有利于其发挥最佳性能。 本系统中需要使用5 V 、3.3 V和1.8 V三种电压。 由于测量的目标信号差分之后非常微弱,A/D模块和信号调理模块对电源要求较高,普通开关电源易引入电源纹波干扰,无法满足系统要求。 故采用低噪音、宽带宽、高电源抑制比、低压差的线性稳压器设计电源模块。

本文选用5 V输出的TPS7A7300 线性稳压器和3.3 V、1.8 V双电压输出的TPS70451 电压模块实现。TPS7A7300 是一款低压差线性稳压器, 具有快速的负载瞬变响应, 可提供优于2%的精度。 TPS70451 双电压输出芯片包含两路通过SVS(电源电压监控器)集成的低压差稳压器,可分别提供3.3 V和1.8 V的电压。 具有高精度、快速瞬态响应和电压监控等功能和特性。 在过载和过热下仍能保持2%的输出精度。

2.5 PCB及相应抗干扰设计

本文在提高系统抗干扰能力方面做了较充分考虑:(1) 对于空中电磁干扰, 信号以差分形式输出, 在信号调理电路中作进一步的滤波处理; (2)在PCB设计中采用模拟地与数字地隔离,将数字地回路直接引到电源入口端, 并在模拟地与数字地之间添加背靠背肖特基二极管, 以进一步缓冲、 隔离高频噪声对模拟电路的影响;(3) 模拟器件与数字器件之间有高频信号通信时, 在其间串接一个50 Ω 的电阻,并尽可能地紧接高频发射端,这样能有效去除高频信号对模拟电路的影响; (4)布线时,把电源线远离信号线布置,减小电源线的电磁干扰。

3 软件设计

系统软件部分主要包括主机初始化、A/D配置、 数据读取、数字滤波和液晶显示等。 主程序流程如图6 所示。

ADS1274 数据输出采用SPI方式。 本文根据A/D数据输出时序和SPI通信的特点对通信过程进行了简化,数据输出直接通过管脚配置, 无需读写寄存器。 利用SCLK控制读操作时序, 通过直接读取输出管脚DOUT1 的状态进行数据采集。 图7 所示为其中一位数据的读取过程。

由于环境及数字电路中的瞬时脉冲等的干扰,A/D采样的数据有可能发生跳变。 为减弱和消除此类跳变对测量结果准确度的影响,采用去极值平均滤波算法对采样数据进行数字滤波处理, 使数据采集系统的输出更加稳定可靠。

4 实验结果

在对系统各通道经过零点补偿后,本文采用在同一基准电压下4 通道共基准测试点同步测量的方法,对4个通道进行测试。 实验结果如表2 所示。

由表2 可见,该系统实现了预期的功能和设计的精度指标,系统分辨力达到了亚微伏级,不确定度低于20μV。

信号通道 篇6

可编程逻辑器件FPGA为Altera公司的Cyclone IV E系列EP4CE40F23C8N型号的FPGA。在系统中FPGA控制16个八进一出的AD转换芯片, 将AD输出的128路SPI信号进行串并转换, 需要I/O口35个。FPGA将采集到的数据由千兆以太网传输到上位机。

1 信号采集模块硬件设计

1.1 模拟信号调理模块

这里采用的信号调理电路, 即是用运放OPA1632将输入的电压信号, 跟随、分压, 到达A/D芯片的输入电压范围。具体电路如1所示。

采用运算放大器OPAl632和RC构成的低通滤波器对输入信号进行调理, 差分运放电源可采用10μF和0.1μF的旁路电容, 差分运算放大器采正负15 V双电源供电, 既满足系统要求, 又极大降低运算放大器功耗。

运算放大器的放大倍数可以通过两个阻值灵活控制。由于我们采用的模数转换器ADSl278的量程为-2.5 V~+2.5 V (参考源为2.5 V) , 而输入的差分电压为-15 V~+15 V。通过调节电阻比值, 将输入电压进行1/6的分压, 得到满足A/D芯片的输入要求。

差分运算放大器一般有VCOM输入引脚。该引脚是电压输入端, 其电压值将决定两个输出差分电压的平均值, 即V0+和V0-的平均值为VCOM。该系统设计将ADSl278的VCOM引脚输出电压经跟随后, 接入OPAl632的VCOM输入端。

1.2 模拟信号采集模块

经过调理电路的跟随、分压得到-2.5 V~+2.5 V的差分模拟信号, 满足ADS1278的输入要求, 共128路。

ADSl278是德州仪器公司推出的多通道、24位、工业A/D转换器。内部集成有多个独立的高阶斩波稳定调制器和FIR数字滤波器, 可实现8通道同步采样, 支持高速、高精度、低功耗、低速4种工作模式;采样率高达128 KSPS。

ADS1278的工作模式为MODE[1:0]=00, 即高速模式, 最高采样率为128 k SPS;数据输出格式为FORMAT[2:0]=000, 即其接口协议为SPI协议, 输出模式为TDM, 数据流格式是动态的。在TDM (分时复用) 数据输出模式下, 所有通道数据从单个管脚 (DOUT1) 成序列移出。通道1的数据最先移出, 到8通道依次移出。

ADS1278的输入为8路差分模拟信号, 参考电压为2.5 V, 输出为串行的8路数字信号。要实现同时采集128路信号, 则需要16片ADS1278, 这16片芯片并行采集, 将数据送入FPGA的I/O管脚。

具体的一片芯片ADS1278与FPGA的接口电路如图2所示。

2 系统整体设计

AD信号采集模块中, 能够对128路差分模拟输入信号进行同步采样, 采样数据的输出速率通过改变AD器件的主时钟信号的频率来设定, AD最大输出频率为105 k Hz。为了减少信号连线, 设计中16个AD控制信号由FPGA统一发出, 反馈信号及数据信号每个AD与FPGA直接相连, 共使用FPGA的I/O端口35个。

FPGA与以太网芯片88E1111采用GMII接口连接, 采用并行数据传输, 时钟频率为125 M, 其数据传输速度可达1 Gbit/s。通过以太网FPGA可接受上位机命令, 来控制发送模块是否发送数据。模块总体结构如图3所示。

3 FPGA程序设计

可编程逻辑器件FPGA为Altera公司的Cyclone IV E系列EP4CE40F23C8N型号的FPGA, 其核心工作电压为1.2 V、逻辑单元39 600个、可自定义I/O端口多达329个、记忆单元1 161 216个、锁相环4个、全局时钟20个。其内部功能模块如图4所示。

FPGA内部功能模块主要包括时钟模块、串并转换模块、FIFO模块、以太网收发模块。时钟模块是由FPGA内部集成的锁相环生成的。串转并是用于将AD输出的串行数据转换为并行数据, 将数据转换为八位并行以便用以太网进行传输, 三个字节代表采样数据一个通道数据的采样点。FIFO模块是用Altera公司提供的IP核设计, 并利用FPGA内部的存储资源来生成的, 主要用于数据的采集端与数据发送端的时钟匹配。本设计中串并转换和以太网发送模块工作时钟的频率与相位均不相同, 两个模块之间的数据传输属于跨时钟域的异步传输, 如果不加异步FIFO很容易在传输过程中产生错误。

4 以太网接口设计

88E1111吉比特以太网收发器是一个物理层器件, 用于1000BASE-T、100BASE-TX和10BASE-T类型的以太网, 它是使用标准数字CMOS工艺制造, 并且包含所有所需的有源电路来实现物理层功能, 以便在标准的CAT-5类非屏蔽双绞线上发送和接收数据。

5 结束语

本设计充分利用了FPGA并行处理能力强和以太网传输速度快的特点, 实现了128路采样数据向电脑实时传输的功能。经过测试, 该信号采集模块在16个AD芯片128通道同步采样, 并且采样数据输出频率在100 k Hz的情况下工作稳定, 数据传输正确, 其采样数据的精度较高。

参考文献

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[2]王南.基于DSP和FPGA的多通道信号采集模块设计[J].声学与电子工程, 2010, 2:28-30.

[3]郭富民.基于FPGA和多核DSP的高速图像传输与处理系统的设计[D].武汉:华中科技大学, 2010.

[4]邹岩.基于嵌入式平台的语音信号采集系统设计[D].哈尔滨:哈尔滨工程大学, 2013.

测量通道信号中频谱分析仪的应用 篇7

1 频谱分析仪简介

频谱分析仪是研究电信号频谱结构的仪器, 用于信号失真度、调制度、谱纯度、频率稳定度和交调失真等信号参数的测量, 可用以测量放大器和滤波器等电路系统的某些参数, 是一种多用途的电子测量仪器。在频谱分析仪面板上分布着许多按键, 其主要功能是调整与控制系统, 目前的频谱分析仪主要有两种, 分别是实时频谱分析仪和扫描调谐频谱分析仪。

实时频谱分析仪可以为显示在不同领域同一时间出现的信号振幅, 针对不同的频率信号, 实时频率分析仪设置了与之对应的检知器和滤波器, 频率信号同步到多任务扫描器上, 当完成这一过程后, 扫描器把信号传送到CRT屏幕上。实时频谱分析仪能够捕捉到周期性杂散波的瞬间反应, 但是价格比较昂贵, 而且其性能并不稳定, 影响因素比较多, 比如滤波器的数目、频宽范围和最大的多任务交换时间。扫描调谐频谱分析仪是当前最常用的频谱分析仪, 在使用的过程中把所有的信息传送到CRT的垂直方向板来反馈需要了解的信息, 值得注意的是, 扫描调谐频谱分析仪中的振荡器是可以进行调变的。首先由本地振荡器和扫描产生器共同产生振荡频率, 然后经混波器与输入信号混波降频后的中频信号再放大, 然后滤波和检波被传送到CRT的垂直方向板, 在CRT的纵轴显示信号振幅与频率的对应关系。

2 频谱分析仪的实际应用

在实际操作过程中如何正确地使用频谱分析仪, 达到频谱分析仪的最大功效, 首先要充分了解RBW, 从而选择正确的RBW宽度。RBW是解析频宽的英文缩写, 高斯滤波器对解析频宽的影响非常大。解析频宽在一定条件下可以清楚地区分出两种信号, 前提是两种信号不能是同样的频率。如果频谱分析仪的解析频宽高于两种信号的频宽, 那么则说明两种信号趋于一样, 此时很难分辨出这两种信号。当然, 在使用频谱分析仪的时候也可以降低解析频宽的数值, 这也就等于是降低了两种不同频率的信号区别的标准, 可以粗略地分辨出两种信号。但是也带来不利的影响, 如果解析频宽低于信号的频率时, 高频率的信号将被过滤掉, 导致信号失真。如果解析频宽高于信号频率, 对于宽度信号的侦测也是极有裨益的, 同时也将增加噪声底层值, 使量测的灵敏度下降, 在侦测低强度的信号时容易出现误差。信号的失真值与设定的解析频宽密切相关, 如何设定正确的解析频宽宽度是相关人员应该深入思考的问题。

另一影响信号量测结果的因素是视频频宽, 视频频宽代表单一信号显示在屏幕所需的最低频宽, 视频频宽的选择是否得当影响着信号量测结果的准确与否, 这一内容也应引起相关人员的重视。当解析频宽大于等于视频频宽时, 如果对解析频宽加以调整而信号振幅的变化并不明显, 此时才可以采用视频频宽。解析频宽在量测RF视频载波的时候尤显其重要性, 量测RF视频载波必须保证信号的扫描时间, 因为信号经设备内部的混波器降频后再加以放大、滤波及检波显示灯流程, 解析频宽滤波器将无法跟上信号的扫描流程, 导致不能完全充电到信号的振幅峰值。同时因为解析频宽的宽度与扫描时间呈正比关系, 解析频宽的宽度较大, 扫描时间就比较快, 解析宽度较小, 扫描时间也就较慢。较宽的解析频宽与较低的解析频宽的作用在不同的方面有所显现, 比如需要充分反映输入信号的波形与振幅就需要较宽的解析频宽, 区别不同频率的信号就可以使用较低的解析频宽。在使用频谱分析仪的过程中, 工作人员也要认识到量测参数的可变化性, 根据量测结果和现场状况适时调整视频频宽是保证量测结果准确的必备工作。

3 频谱特性

频谱分析仪通过测量信号幅度或功率与频率的关系分析信号频域特性, 检测信号传输是否正常。在面对周期信号的频谱时, 人们发现基波分量与各谐波分量的功率各不相同, 信号幅度是通过基波和各谐波的幅度与之对应频率的对应关系共同反映的。放大电路的电压放大倍数与频率的关系称为幅频特性, 输出信号与输入信号的相位差与频率之间的关系称为相频特性。两者统称频率特性。

3.1 调幅信号的时域表示

备注:Ω—调制波的角频率单位为rad (弧度) ;WC—载波的角频率单位为rad (弧度) ;MA—调制指数0—1之间的值。

频率图如下图1所示:

3.2 脉冲信号的频谱

周期脉冲的时域表示为:脉冲信号的时域和频域图如图2所示:

4 测量通道信号中频谱分析仪的应用

4.1 频谱分析仪测量信道功率

频谱分析仪测量信道功率的基础是信道宽带内的功率密度积分, 最终达到获得宽带内平均功率的目的。在使用频谱分析仪时, 相关人员必须清楚地知道频谱分析仪虽具有功率测量的功能, 但还是区别于专业的功率检测装置。频谱分析仪进行信道功率测量主要包括两个方面的内容, 即信号转换和信号显示。首先频谱分析仪将射频输入信号转化为中频信号, 然后通过包络检波器使信号产生视频电压, 最终把视频电压显示在荧光屏上。包络检波器与频谱分析仪一样不是功率检波器, 包络检波器是检波器的一种, 在运用到协助通道信号测量中, 包络检波器则主要用于检测信道功率的峰值。在使用包络检波器的时候, 通常会设置一个对数放大器, 对数放大器可以将频谱测量所需的动态范围压缩成视频能够处理的形式, 然后在显示屏上输出。对数放大器可以充分获得动态显示范围, 是包络检波器的辅助工具, 在信道功率测量中发挥着不可替代的作用。应用频谱分析仪测量信道功率有两个必备条件, 即信号源输出1000MHz和电平输出0d Bm, 只有具备这两个条件, 频谱分析仪才能准确测量出信道功率的参数。频谱分析仪测量信道功率的步骤有四个:第一步将频谱中心频率设置为1000MHz, 扫宽设置为1MHz, 分辨宽带保证在10KHz, 参考电平为0b Bm;第二步利用频谱分析仪进行功率测量;第三步将窗口位置设置为1000MHz, 窗口宽度设置为300k Hz;第四步信道功率在屏幕上显示。

4.2 频谱分析仪测量邻道泄露功率

邻道泄漏功率对通讯设备已知信道的泄露功率进行测量, 以此来检验通讯设备的信号是否良好, 并衡量通讯设备的性能。根据人们以往的经验, 信号泄露会导致通讯设备的性能降低, 对邻道用户的通讯质量产生影响。通过众多的模拟调频系统实验得知, 通过仪器可以直接测量出邻道泄露功率, 当然这个测量只能在载波是连续并且已经被人们发现的情况下进行。目前使用广泛的数字载波系统的ACP来进行测量, 随着科学技术的进步, 这一测量方法的标准逐渐得到完善。通过对邻道泄露功率的测量, 可以调整通讯单元中错误或者不合理的设置, 使邻道泄露功率达到标准值, 保证通讯设备的性能与通信质量。

利用频谱分析仪测量邻道泄露功率的条件有三个, 第一个条件是信号源输出1000MHz, 电平输出为0d Bm, 第二个条件是RBW≤1/40×指定宽带VBW≥RBW, 第三个条件则分为两种情况, 当有特定的奈奎斯特滤波器的时候, 则是扫宽≥2×信道空间+ (1+滚降系数) ×符号率, 在没有特定的奈奎斯特滤波器的时候, 扫宽≥2×信道空间+指定宽带。频谱分析仪测量邻道泄漏功率有以下几个步骤:设置频谱中心频率为1000MHz, 扫宽设置为250k Hz, 分辨宽带为1k Hz, 视频宽带为3k Hz, 参考电平设为0d Bm;在这追踪菜单下设置检测和位置, 将扫描时间设置为21s, 在功率测量菜单下, 设置邻道泄漏功率、信道空间和宽带, 并在信道空间和宽带设置中轮流输入信道空间50k Hz和宽带k Hz、信道空间100k Hz和宽带k Hz;设置奈奎斯特滤波器;把符号率设置为20k Hz, 滚降系数设置为0.5, 同时打开奈奎斯特滤波器;按下图形显示键显示邻道泄漏功率。

4.3 频谱分析仪测量占空带宽

占空宽带的测量计算可以在占空宽带的功能下进行, 在这个测量过程中, 通常对总功率范围中占空比率设置和初始设置都有一定的常用数值参考, 而信号幅度基本上以大于等于50d B为最佳值, 因为这样可以最大程度地减小误差。频谱分析仪测量占空带宽的信号输出要保证1000MHz的信号源输出、0d Bm的电平输出和300k Hz的占空带宽。测量的步骤分为四个步骤:设置频谱中心频率为1000MHz、扫宽为1000k Hz、参考电平为0b Bm;追踪菜单下设置检测和位置;在功率测量下选择占空带宽, 并将占空比率设置为95%;在显示屏上显示占空带宽。

4.4 频谱分析仪测量谐波失真

一般情况下, 传输设置和信号源都含有谐波, 对此类谐波失状态进行测量, 可以知道传输设置和信号源的工作状况。使用频谱分析仪是人们常用的测量谐波失真的办法之一, 同时这也是频谱分析仪最广泛的用途之一。频谱分析仪测量的是谐波幅度与信号源频率的相关性, 通过这种关系来反映谐波是否失真。使用频谱分析仪测量谐波的前提条件是信号源输出300MHz、电平输出0d Bm和谐波没有经过任何调制。频谱分析仪测量谐波失真的程序为:设置频谱中心频率为450MHz, 扫宽为500MHz, 参考电平为0d Bkm, 分辨宽带为10k Hz, 视频宽带为1k Hz;然后谐波显示其失真度。

5 结语

利用频谱分析仪查找故障的准度是毋庸置疑的, 但是, 由于频谱分析仪的价格比较昂贵和操作较为复杂, 因此一般在故障维修的时候不会被使用。相较于传统的信号分析显示结果的方式, 现代频谱分析仪显示结果的方式则是数字或者模拟信号的频率波动情况, 这两种结果显示的方式一目了然, 更加方便人们查看。目前, 频谱分析仪分析信号的范围在逐渐变大, 已经可以分析1赫以下的甚低频道亚毫米波段的全部无线电频段的电信号。实践证明, 如果在频谱分析仪的内容采用数字电路和微处理器, 那么频谱分析仪则会具备存储和运算功能, 而给频谱分析仪配置标准接口, 就有可能构成自动测试系统。随着科技的发展, 频谱分析仪在技术上还将有更大的突破。

参考文献

[1]时勇.频谱分析仪在测量通道信号中的应用[J].数字技术与应用, 2014 (9) :101-102.

[2]杨华祥, 莫秀英.频谱分析仪在测量过程中的优化使用[J].国外电子测量技术, 2010 (11) :71-74.

[3]许广华.频谱分析仪在调幅测量中的应用[J].科技风, 2011 (10) :84.

多通道卫星信号模拟器的设计与实现 篇8

当前, 全球卫星导航系统以全天候、高精度、自动化、高效益等显著特点, 广泛应用于国民经济各种部门, 并开始逐步深入人们的日常生活。总地来说, 其应用大致分为静态定位和动态定位2种。静态定位主要应用领域是测绘、测量和自身定位导航;动态定位主要用于拟监测的移动目标上动物等, 功能上分为调度指挥和安全防盗等系统[1]。高动态卫星导航接收机一般应用于导弹、飞机、火箭和航天器等运动载体上, 但因其试验条件和环境的建立都要受到成本和周期等诸要素的制约[2]。多通道卫星导航信号模拟器主要用来模拟产生各种实际环境下的卫星导航信号。模拟器需要根据载体的动态环境, 产生载体上卫星导航接收机接收到的卫星导航信号, 充分模拟载体运动过程中卫星导航接收机遇到的各种复杂的环境, 为卫星导航接收机提供逼真的仿真信号, 可用于卫星导航接收机的功能测试、测量精度鉴定和目标运动特征仿真等。

1 工作原理

多通道卫星信号模拟器由计算机、仿真控制软件和FPGA组成。卫星导航信号有测距码、载波、导航电文3个层次的内容组成[3]。

导航卫星广播3个导航信号B1、B2、B3;各导航信号包括I路和Q路, 分别采用普通测距码 (C码) 和精确测距码 (P码) 作为扩频码;卫星导航电文信号的数学模型表达式为:

式中, j为卫星编号;AC为普通测距码振幅;Ap为精密测距码振幅;C为I支路的普通测距码;P为Q支路的精密测距码;f为载波频率;φ为初相;DP为Q支路的精密测距码上调制的数据码;Dc为I支路的普通测距码上调制的数据码。

多通道卫星信号模拟器有3个关键模块:导航电文生成、C/A码发生器和载波生成。首先, 系统通过导航电文动态参数产生动态变化的导航电文;通过伪码动态参数产生动态测距码;通过载波多普勒频移参数产生动态变化的调制载波。然后, 将产生的导航电文进行扩频调制和载波调制。最后, 经过高速D/A数模转换、低通滤波器和上变频器, 最终形成高动态的卫星导航信号。其工作原理框图如图1所示。

1.1 测距码

导航卫星发射2种测距码信号, 即C/A码和P码, 2者都是伪随机噪声码。P码只用于军事, 不对民用开放, 在这里只讨论C/A码。C/A码是由2个相同码长和数据率, 但结构不同的m序列相乘而得到的组合码, 称为戈尔德 (Gold) 序列。

C/A码的码长为1 023 bit, 码元宽度为0.977 52 us, 相应长度为293.1 m;周期为1 ms。C/A码有2个特点:① C/A码的码长很短易于捕获;② C/A码元宽度很大, 也称为粗捕获码。

1.2 导航电文

卫星导航电文是卫星以二进制码的形式发送给用户的导航电文数据, 故又称为数据码或D码, 是用户用来定位和导航的数据基础。主要包括:卫星星历、时钟改正、电离层时延改正、工作状态信息及C/A码转换成P码的信息、全部卫星的概略星历等。电文按规定的格式组成一帧向外发送。帧长1 500 bit, 播送的速度为每秒50 bit, 所以一帧电文的播送时间为30 s。

每一帧导航电文都包含5个子帧:第1子帧包含基本导航信息、钟差参数以及卫星星历;第2子帧包含卫星星历;第3子帧包含电离层时延及UTC时间参数;第4、5子帧包含卫星历书和其他信息。

1.3 高动态信号产生

为产生高动态数据, 在卫星信号模拟器中需要加入对多普勒效应的模拟。多普勒效应可以表述为:由于波源或观察者的运动而出现观测频率与波源频率不同的现象[4]。波源相对于观测站运动所引起的多普勒频移效应表示为:

式中, c为真空中的光速;v为卫星相对于观测站的瞬时速度;fs为波源发射频率;fr为观测站接收到的频率;α为波源瞬时速度方向与波源至观测站联线的夹角。

如果波源是卫星上已知发射频率的无线电信号发射源, 卫星到观测站的距离为r, 则称dr/dt=vcosα为卫星的径向速度。由式 (2) 整理可得:

观测站就可根据所测量的接收频率而得出多普勒频移Δf, 再经过技术处理, 算出卫星在某一瞬时与观测站的距离差, 从而确定观测站的地心坐标。

在本系统中, 在计算机上通过接收机测试软件输入频率变化率以及频率变化范围, 来实现对载波频率和C/A码时钟频率变化的控制, 从而产生频率随相应速度变化而变化的载波和C/A码。这就需要确定模拟目标的运动轨迹。为简单起见, 假设频率随速度成线性变化, 这样只需要确定频率变化的斜率以及最大频偏这2个参数。

2 系统软件模块实现

多通道卫星信号模拟器的设计分2部份工作:软件模块和硬件模块。软件模块是多通道卫星信号模拟器的核心, 在时钟控制下生成导航电文、计算载波频移和码时钟频移、通信控制等, 为硬件部分提供发射信号的状态变量, 从而控制硬件来仿真相应的卫星导航信号;这部分利用VC++6.0软件编程实现。

卫星信号模拟器软件模块主要由以下模块组成:初始化自检模块、导航电文生成模块、用户轨迹计算模块、误差计算模块和通信控制模块等。

导航电文生成模块实现生成卫星导航电文信息的功能。导航电文1个子帧300 bit, 共10个字, 1个字30 bit。每一个子帧的第1个字前15 bit是不变的, 后11 bit采用BCH编码方式进行纠错, 由此, 只含一组BCH码, 信息位共有26 bit;其他9个字采用 (15, 11) BCH编码, 每2组BCH编码, 按比特交错方式组成30 bit码长的交织码, 信息位共22 bit。

BCH编码的生成多项式为g (x) =x4+x+1, 可求出 (15, 11, 4) BCH校验矩阵H (X) 11×15。

设信息位为G (X) 1×11, BCH编码码字为C (X) 1×15, 则

C (X) 1×15=G (X) 1×11H (X) 11×15。 (4)

电文在BCH编码后, 除了每一子帧的第1个字外, 其他9个字都需要进行交织, 交织后的码字结构如下:

式中, X${}_i^j$为信息位;i为第组BCH码, 其置为1或2;j为第i组BCH码中的j信息位, 其值为1～11;J${}_n^m$为校验位;n为第n组校验位;m为第m组校验位的第校验位, 其值为1～4。

初始化自检模块完成模拟器初始参数设置和模拟器硬件的自检, 确保模拟器各个部分处于正常状态。误差计算模块计算星历误差、电离层、对流层折射误差等各种误差源对码相位和载波相位的影响。参数计算模块完成多普勒频移的计算、C /A码相位延时和载波相位的计算。通信控制模块完成计算机与硬件信号处理板FPGA之间的通信, 向卫星信号模拟器发送导航数据和控制命令, 接收卫星信号模拟器发送的状态信息。

3 系统硬件模块实现

系统硬件模块部分主要完成如下功能:根据计算机串口发送的导航电文信息和动态控制参数信息对导航电文的接收、伪码生成电路、导航信号调制等进行调整, 实现多路卫星导航信息的调制生成, 从而模拟生成卫星导航信号。硬件模块是利用FPGA技术实现的。硬件信号处理板采用的Altera 公司的EP2S60开发板。

3.1 导航电文接收模块

导航电文由多通道卫星导航信号模拟器软件模块生成, 通过计算机串口传输到FPGA, FPGA接收导航电文的关键是UART (通用异步收发器) 。

UART的基本特点是:在信号线上共有2种状态, 可分别用逻辑1 (高电平) 和逻辑0 (低电平) 来区分。在发送器空闲时, 数据线应该保持在逻辑高电平状态。发送器是通过发送起始位而开始一个字符传送, 起始位使数据线处于逻辑0状态, 提示接收器数据传输即将开始。数据位一般为8位一个字节的数据, 低位 (LSB) 在前, 高位 (MSB) 在后。校验位一般用来判断接收的数据位有无错误, 一般是奇偶校验[5]。

通用异步收发器 (UART) 的FPGA顶层模块由波特率发生器、UART接收器和UART发送器构成。UART发送器的用途是将准备输出的并行数据按照基本UART 帧格式转为TXD信号串行输出。UART接收器接收RXD串行信号, 并将其转化为并行数据。波特率发生器就是专门产生一个远远高于波特率的本地时钟信号对输入RXD不断采样, 使接收器与发送器保持同步。

导航电文是多通道卫星导航信号模拟器的卫星导航信号数据三要素之一, 是进行扩频调制和载波调制的数据基础。

3.2 C/A码发生器设计

C/A码发生器是由2个10级反馈移位寄存器相组合产生。2个移位寄存器于每星期日的子夜零时, 在置“1”脉冲作用下全处于“1”状态, 同时在复位时钟的驱动下, 2个移位寄存器分别产生码长为Nu=210-1=1 023 bit, 周期为Nu-tu=1 ms的m序列G1 (t) 和G2 (t) 。这时G2 (t) 序列输出不是在该移位寄存器的最后1个存储单元, 而是选择其中2个存储单元进行二进制相加后输出, 由此得到1个与G2 (t) 平移等价的m序列G24 (t) 再将其与G1 (t) 模2加后, 便得到C/A码。

3.3 卫星信号载波调制

卫星导航信号的扩频调制后, 还需进行载波调制, 原始信息为扩频调制后的导航电文信息。

若频率选择输入值设为M, 相位累加器和保持寄存器均为N位, 参考时钟频率为fs, 则输出频率fout=fs×M/2N, 直接数字频率合成器的最小频率分辨力为Δf=fs/2N。设相位控制字M=964 935 986, N=32, fs=60 MHz, fout=13.48 MHz。

利用FPGA技术实现了高动态卫星导航信号模拟器的载波调制, 其仿真图如图2所示。

图2中, 载波为carrier;xorout为扩频调制后的导航电文;tempmodulat为调制后导航电文信号;modulatout为 D/A的输入导航电文信号, 由于D/A转换器不识别正负数值, 所以通过数据进行高位取反, 就可以产生正弦波的形状。载波调制的规则是:当xorout为“1”时, 载波不变;当xorout为“0”时, 载波进行相位翻转, 即幅值取反。由图可知, 导航电文载波调制是正确的。

3.4 高动态信号的设计

由于卫星和接收机之间的相对运动, 不可避免地产生多普勒频移。为了产生高动态的信号, 需要模拟多普勒效应, 其原理如下:

首先, 加加速度累加到加速度上, 然后, 加速度的初值加上加加速度的累加产生的加速度变量得到总的加速度;接着, 加速度进行累加;其次, 加速度累加产生的频偏改变量加上频偏初始值得到总的频偏;最后, 总的频偏加上中心频率的步进值累加上NCO累加寄存器上, 就得到改变原来载波或C/A码的频率。

本课题中, 载波频率为13.48 MHz, 12路载波频偏均为-13.48 MHz时仿真结果, 其中6路仿真结果如图3所示。当频偏为-13.48 MHz时, 载波频率为0 Hz则寄存器为恒定值。 由仿真结果可知结果正确。

4 结束语

本文介绍了多通道卫星信号模拟器的工作原理和关键技术, 设计并实现了多通道卫星信号模拟器。其中采用VC++6.0软件和FPGA技术实现了卫星信号模拟器的软件部分和硬件部分。通过计算机串口实现软件和硬件之间的通信。卫星信号模拟器被应用于卫星导航定位系统中, 性能稳定, 并且增加了对卫星信号多普勒效应的模拟, 具有一定的高动态性。为验证接收机的定位、跟踪和捕获性能提供了一种高动态的信号源。目前我国正在研制新一代的卫星导航系统, 此卫星信号模拟器有一定的参考价值。

参考文献

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