三相整流装置（精选七篇）
三相整流装置 篇1
随着电力电子技术的飞速发展, 整流装置在电力系统中的应用日益广泛[1,2]。在时域中整流装置具有非线性特性, 是电力系统中重要的谐波源。研究整流装置的谐波产生机理, 并用准确、实用的模型表征其谐波产生特性[3], 将更有利于电力系统谐波问题的分析与治理[4,5]。
整流装置的谐波分析中, 时域仿真法是最准确的[6], 它用微分方程描述各元件的动态特征, 通过求解微分方程获得系统中所有元件的运行波形[7], 但该方法不能有效反映谐波源的谐波产生机理[8]。基于恒流源模型的谐波分析目前在工程中被广泛采用[9]。该方法通过实验确定谐波源的典型频谱, 基于典型频谱和基波潮流结果确定各次谐波电流, 然后代入系统的谐波导纳方程中进行计算。恒流源法的实验在基频供电下进行, 未考虑谐波电压耦合的影响[10]。文献[11-12]提出了在恒流源模型上并联表征谐波电压和谐波电流自耦合效应的导纳 (该导纳基于仿真数据计算得出) , 发展了谐波源的诺顿等值电路模型。该模型的局限性在于未考虑谐波产生过程中, 谐波源的各谐波电压和谐波电流之间的互耦合作用[13]。
文献[14]基于调制理论提出了整流装置的新型谐波源模型, 模型以导纳矩阵的形式将整流装置时域的非线性特征转化为频域的线性矩阵。模型考虑了整流装置各次谐波电压和谐波电流之间的耦合作用并以完全解析的形式给出。本文基于此模型深入分析了三相整流装置的谐波产生机理, 对影响谐波电流产生的各部分的重要性进行了评估。通过对矩阵元素物理意义的分析, 得出了经典的恒流源模型和诺顿等值电路模型的解析计算公式, 验证了整流装置的谐波耦合矩阵模型在谐波潮流应用中的有效性, 为谐波分析中整流装置模型的合理选择提供了参考。
1 三相整流装置的谐波模型
整流装置在电力系统中应用广泛, 是典型的非线性谐波源。图1所示为三相整流装置带负载的等效电路图。图中:Edc为直流侧等效电压源;Rdc为负载等效电阻;L为平波电抗器的电抗值;LiC为整流装置的换向电抗。基于调制理论, 整流装置交流侧各次谐波电流和谐波电压之间的关系可用式 (1) 所示的数学模型表示[14]。
可简写为:
(I·h) H×1=Y+ (V·h) H×1+Y- (V^h) H×1+Y0Edc
式中:I·h和V·h (h=1, 5, 7, …, H) 分别为整流装置端口的h次谐波电流和电压相量;V^h为V·h的共轭分量;Y+, Y-, Y0为整流装置的谐波耦合矩阵模型。
元素的具体表达式如下。
式中:
Zn=槡R2dc+ (nωL) 2;βn=arctan (nωL/Rdc) ;T1和T2均为整数且T1=h/6, T2=h/6+1。
式 (1) 的模型将整流装置时域的非线性特征转化为频域的线性矩阵, 直观地体现了整流装置供电端的谐波电压和整流装置所产生的谐波电流之间的耦合关系。此模型的优势在于:可从解析的角度分析整流装置的谐波产生机理和特性。
2 三相整流装置的谐波产生机理分析
由模型可知, 整流装置供电电压对其各次谐波电流产生的影响由3部分组成: (1) 基波电压的影响; (2) 与谐波电流次数相同的谐波电压的影响; (3) 不同次数的谐波电压及其共轭与谐波电流的互耦合影响。
2.1 基波电压对谐波电流的影响
Y+和Y-的第1列元素共同表示整流装置的端电压基波分量对其谐波电流产生的影响。因Y-的第1列元素为0, 该影响完全由Y+的第1列元素决定, 此列元素直接对应基波电压对交流各次谐波电流的影响, 不包含任何谐波电压的贡献。将谐波电压的影响单独表示出来, 式 (1) 可写为:
因传统恒流源模型不考虑各次谐波电压与谐波电流之间的耦合作用, I·Sh可作为恒流源模型的解析计算公式。
图2对比了基波电压对整流装置各次谐波电流的影响 (以第1列元素最大值Y1+, 1为基准, 将所有元素标幺化并以百分比的形式给出) 。可见, 对各次谐波电流, 基波电压的贡献远大于各次谐波电压。
2.2 谐波电压对基波电流的影响
整流装置的基波电流主要由基波电压通过Y1+, 1产生, 但Y+和Y-的第1行均有非零元素, 表明整流装置将供电端的部分谐波电压转化为基波电流送入系统。该转化作用可表示如下:
式中:I·h1为整流装置端口各次谐波电压共同作用产生的基波电流。
图3所示为三相整流装置的Y+和Y-第1行元素幅值随谐波电压次数的变化规律。虽然Y+和Y-矩阵的第1行元素幅值相对较大, 但实际系统中谐波电压的总谐波畸变率 (THD) 小于5%, 因此谐波电压转化为基波电流的部分仍较小, 基波电流主要由基波电压决定。此特点决定了基波潮流和谐波潮流可分开求解。
2.3 谐波电压与谐波电流的自耦合与互耦合
Y+对角线元素是整流装置的谐波自导纳, 其物理意义是h次谐波电压对h次谐波电流的影响, 即整流装置谐波电压与谐波电流之间的自耦合效应。整流装置的诺顿等值电路模型在恒流源I·Sh的基础上并联了h次谐波的自导纳, 如图4所示。Y+对角线元素Yh+, h的解析公式可用来计算诺顿等值电路中的自导纳。
整流装置某次谐波电压对另外一次谐波电流产生的影响可通过Y+的非对角线元素和Y-来体现, 这是整流装置谐波电压与谐波电流之间的互耦合效应。Y+的非对角线元素和Y-均非零, 表明各次谐波电流均受交流侧各次谐波电压及其共轭的影响。谐波自耦合效应没有明显强于互耦合效应, 两者的幅值大小相差不大, 见附录A图A1。这表明, 在精确计算含三相整流装置系统的谐波潮流时, 不能忽略谐波电压与谐波电流之间的互耦合作用。
2.4 基波电压初始相位和触发角对矩阵元素的影响
由谐波模型的元素表达式可知, 矩阵元素为基波初始相位和触发角的函数。研究发现, 单纯改变基波电压的初始相位并不引起矩阵元素幅值相对大小的改变, 基波电压的初始相位只引起整流装置交流侧电流在时间轴上的平移;但随着触发角的增大, 所有元素绝对幅值均减小, 表明谐波电压对电流的贡献在减小。图5示出了该变化规律。
3 基于整流装置谐波产生特性的简化模型
3.1 简化模型的提出
式 (1) 所示的谐波源模型是整流装置的完整模型, 可进一步写成简洁的形式:
式中:I为整流装置端口各次谐波电流的相量矩阵;V为整流装置端口各次谐波电压的相量矩阵;V^为V的共轭相量矩阵;IS对应基波电压和直流侧的影响, 各次谐波分量I·Sh=Yh+, 1V1·+Yh0Edc。
以下结合整流装置谐波特性的分析, 提出几种简化的谐波源模型, 并对比它们在谐波潮流分析中的精度。
3.1.1 忽略谐波电压共轭影响的模型
Y-矩阵各元素表示谐波电压的共轭相量对谐波电流产生的影响, 在以往的谐波模型中, 大多未考虑到此影响[8,9]。若忽略此影响, 可得出忽略Y-矩阵的谐波源模型, 如式 (10) 所示:
3.1.2 恒流源模型
基波电压对各次谐波电流的影响远大于各次谐波电压的影响。若忽略各谐波电压对谐波电流产生的作用, 所得模型即为目前工程中广泛应用的恒流源模型, 如式 (11) 所示:
3.1.3 诺顿等值电路模型
在Y+中, 对角线元素表征各次谐波电流与同次谐波电压的自耦合效应, Y+非对角线元素和Y-矩阵元素一起表征各谐波电压和谐波电流之间的互耦合作用。若在恒流源模型的基础上, 再考虑谐波电压与谐波电流的自耦合, 而不考虑它们的互耦合效应, 得出的模型即为诺顿等值电路模型, 如式 (12) 所示:
3.2 在谐波潮流分析中的应用
基于整流装置谐波耦合矩阵模型的谐波潮流算法的具体计算步骤如下。
步骤1:基频下, 整流负载为有功功率P和无功功率Q已知的恒定负荷, 用牛顿—拉夫逊法求解整个系统的潮流。
步骤2:根据基频潮流结果, 确定整流装置的运行参数, 计算公式如下,
式中:PiS和QiS为非线性负荷i的给定功率;Vi为非线性负荷节点i的相电压有效值, 由基波潮流确定;Eidc, Iidc, Ridc分别为装置i的直流侧等效电压、等效电流和等效电阻;αi为装置i的触发角;μi为装置i的换相重叠角。
步骤3:基于基波潮流结果和整流装置的运行变量, 由式 (1) 、式 (3) —式 (6) 和式 (9) —式 (12) (由所选择的谐波源模型的种类确定具体的公式) 确定整流装置的谐波模型。
步骤4:根据系统中线性元件的谐波模型及电网结构, 确定各谐波频率下电网的节点导纳矩阵Yh。
步骤5:联立系统的导纳方程 (式 (15) ) 和谐波源的模型方程式 (9) —式 (12) , 求解系统中所有节点的各次谐波电压和谐波电流。
4 算例分析
将以上4种模型应用于系统的谐波潮流分析中, 按照3.2节所述的算法步骤进行计算。以IEEE14节点系统为例验证各模型的计算精度[9]。系统中存在一个谐波源, 即节点3通过Yyn降压变压器连接节点15, 变频驱动 (VFD) 负荷 (20 MW, 9 Mvar) 。变频驱动是配电系统中典型的谐波源, 它通过三相整流装置与供电系统相连, 可将其等效为图1所示的电路。
用MATLAB编程实现牛顿—拉夫逊法, 计算系统在基波下的运行方式;由基波潮流结果及变频驱动的功率约束, 根据式 (13) 和式 (14) , 求解得到Edc=1.94 (标幺值) 、Rdc=2.33 (标幺值) 、触发角α=23.17°、换相角μ=2.09°。
图6给出了用PSCAD时域仿真法和基于完整模型对系统进行的谐波分析对比图。结果表明, 基于完整模型的谐波潮流算法得出的系统各节点电压的THD和谐波源节点各次谐波电流的单次谐波畸变率 (IHD) 结果与PSCAD时域仿真的结果对应较好。
为精确衡量3.1节所提出的3种简化模型的精度, 定义D为简化模型与完整模型之间的误差, 如式 (16) 所示:
式中:Ih·和Ih·′分别为由完整模型和简化模型得出的各次谐波相量值。
表1给出了谐波潮流计算中, 应用各简化模型得出的变频驱动5次、7次、11次、13次谐波电流的IHD, 以及各简化模型与完整模型之间的误差D。
可见, 忽略谐波电压共轭影响的模型、诺顿等值电路模型和恒流源模型与完整模型的精度误差分别为2.88%, 13.79%和19.79%, 不同程度的模型简化分别引入了不同程度的误差。
5 结语
根据整流装置的谐波耦合矩阵模型, 本文对整流装置的谐波产生特性进行了深入分析。整流装置供电电压对其各次谐波电流产生的影响由3部分组成: (1) 基波电压的影响; (2) 与谐波电流次数相同的谐波电压的影响; (3) 不同次数的谐波电压及其共轭与谐波电流的互耦合作用。通过研究各影响部分的重要性, 得出了3种简化模型: (1) 忽略各谐波电压对谐波电流影响的恒流源模型; (2) 在恒流源模型的基础上考虑谐波电压与谐波电流之间的自耦合效应的诺顿等值电路模型; (3) 在诺顿等值电路的基础上, 考虑谐波电压与谐波电流之间的互耦合效应但不考虑谐波电压共轭影响 (忽略Y-) 的模型。
通过将各模型应用于系统的谐波潮流分析中, 对各简化模型的精度进行了评估。以增加谐波源负荷的IEEE 14节点系统为例进行研究, 基于谐波耦合矩阵完整模型的谐波潮流计算与时域仿真法的结果对应较好, 忽略谐波电压共轭影响的模型精度与完整模型精度的误差约为2.88%, 诺顿等值电路模型的精度误差约为13.79%, 而恒流源模型的误差约为19.79%。工程应用中, 可根据对谐波分析结果精度的不同要求, 选择合适的整流装置简化模型。
摘要：基于三相整流装置的谐波耦合矩阵模型, 深入分析了此装置的谐波产生特性。整流装置供电电压对其谐波电流的影响可分为3个方面:基波电压的影响、与谐波电流次数相同的谐波电压的影响, 以及由不同次数的谐波电压及其共轭相量产生的影响。根据整流装置谐波耦合矩阵模型的解析公式, 对矩阵元素的取值规律进行了研究, 分析了供电电压各部分影响的重要性, 推导得出了经典的恒流源模型和诺顿等值电路模型的解析计算公式, 并提出了忽略谐波电压共轭影响的简化模型。将各谐波模型应用于谐波潮流分析中, 对模型的精度进行了评估, 为谐波分析中三相整流装置谐波源模型的合理选择提供了理论参考。
三相桥式全控整流系统设计 篇2
关键词：全控整流,触发角,MSP430F169
0 引言
随着电力电子技术的发展, 交流电源系统的电能质量问题受到了越来越多的关注。20世纪60年代发展起来的电力电子技术, 使电能可以变换和控制, 产生了现代各种高效、节能的新型电源和交直流调速装置, 为工业生产、交通运输、楼宇、办公、家庭自动化提供了现代化的高新技术。三相桥式整流电路是电力电子变流技术中非常重要的一个系统, 它不仅可以将交流电压转换成直流电压, 以用作直流电动机的直流电源, 还可调节电动机电枢电压以进行电动机的调速。在电力电子变流电路中, 三相桥式整流电路的工业应用十分广泛。
本文所介绍的基于MSP430F169单片机和CPLD的三相桥式全控整流系统是用数字化触发信号替代传统的模拟触发信号, 优点在于触发角控制精确、显示方便, 有利于电力电子教学实验演示。
1 总体设计
基于MSP430F169单片机和CPLD的三相桥式全控整流系统功能框图如图1所示。
三相桥式全控整流系统主要包括触发驱动电路、单片机系统电路、鉴相电路、三相可控硅桥电路、三相电源输入电路。触发驱动电路的功能是控制晶闸管导通和关断。单片机系统电路包含的是LCM12864显示电路、MSP430F169单片机、电压设定按键。单片机系统电路功能是根据输入数据和命令控制CPLD延迟时间, 即控制触发角。鉴相电路使用过零比较器, 监测正弦交流电过零时间, 并将过零信号输入CPLD产生触发信号。三相可控硅桥电路功能是三相交流电整直流。三相电源电路功能是提供三相电压。
2 MSP430F169单片机系统电路设计
单片机系统电路如图2所示。
各元件作用如下所述:LCM12864作用是显示单片机操作, 通过单片机数据线向LCM12864液晶显示模块写入数据;Rp的作用是调节灰度, 对LCM12864灰度进行控制;0.1 μF电容和1 000 p F电容作用是滤出高频杂波。MSP430F169是控制核心, S0、S1、S2三个按键作用是对单片机进行控制, 以实现对触发角的控制。
3 CPLD芯片程序设计
CPLD程序设计过程是底层模块采用VHDL语言或图形法设计, 顶层采用图形法设计。顶层符号图如图3所示。
4 鉴相触发电路设计
鉴相触发电路图如图4所示。
5 触发信号驱动电路设计
对应三相桥式全控整流电路原理图, A相触发信号驱动电路如图5所示。B相、C相触发信号驱动电路相同, 不再赘述。
6 结语
经理论分析、仿真检验和部分实验验证, 本设计合理, 可实现三相桥式全控整流。优点是触发信号控制数字化、定时准确、便于显示整流过程和触发信号作用, 可用于电力电子教学实验。
参考文献
[1]李广弟, 朱月秀, 王秀山.单片机基础[M].北京:北京航空航天大学出版社, 2001.
三相桥式全控整流电路波形分析 篇3
电力电子技术是一门利用各种电力电子期间对电能进行电压、电流、频率和波形等方面的控制和变换的学科，根本任务是实现电能变换和控制。其基本形式有四种：直流/交流变换(DC/AC)、交流/直流变换(AC/DC)、直流/直流变换(DC/DC)、交流/交流变换(AC/AC)。在研究或者教学当中，涉及最多的就是电路原理和波形分析，单相、三相电能变换的电路及原理比较简单。单相电源电压、电流输入输出的波形也比较简单，但是三相相对应的波形却十分复杂，分析起来也很困难。
1 特殊点引入
这里以三相桥式全控整流电路带感性负载为例，重点介绍三相电路波形的特点。三相桥式全控整流电路带感性负载的电路原理如图一所示。
图一中，UA1、UB1、UC1为变压器一次侧的三相电压，T为变压器，A、B、C为二次侧的输出点，VT为晶闸管，Ld、Rd是电感性直流负载，每相接有两个晶闸管，同一相上的晶闸管序号差为3。序号为奇数的管子接成共阴或者共阳，序号为偶数的管子组成另一组，接成共阳或者共阴，从而构成一阴一阳的桥式电路。通过控制共阴的至少一个管子和共阳至少一个管子，从而把变压器二次侧的交流电转换成负载对应的直流电。
变压器二次侧的电压波形即整流的输入电压如图二所示。
图二中，uA、uB、uC为三相电源的相电压。大家一眼就能看出来0点与1点的相位角为π，因为它们两点刚好落在A相波形上，且为半个波形，也很快地判断出1点和2点的相位角。如果换成如图三所示的1点和2点，大家可能要思考许久了。
为了便于分析和解决三相整流电路控制中的具体相位或者相位差，这里引入特殊点的概念。对于三相交流电源的波形，特殊点一共有三种，分别是：(1)波形线与横坐标的交点;(2)波形线与波形线的交点;(3)波形线自身的最高点或者最低点，且任意两个相邻特殊点之间的角度为π/6。
2 特殊点与相位角的关系
根据图三，1点和2点之间的特殊点一共有13个，如图四所示，图中特殊点用正方形标识。
通过观察发现，这些特殊点并不是全部相邻的，有很大一部分点是落在同一铅垂线上。但是，仔细观察会发现，在横坐标(包括横坐标)上的点或者横坐标(包括横坐标)下的点相互之间都不会落在一条铅垂线上，所以，实际当中，只需要标识正半轴或者负半轴上的点就可以了。根据图四，就可以轻松算出1点和2点之间特殊点的个数为9，即正方形的个数。根据前面所讲的特点，任意两个特殊点之间的交角为π/6,很快就可以计算出1点和2点之间的角度为：
为了以后计算方便，得出了如下的结论公式：
式(2)中，Δωt为任意两点之间的相位差，n为任意两点之间的特殊点。
3 波形的分析
如果三相桥式全控整流电路的控制角为60°，那么输出的电压ud波形如图五所示。
图五中的第二个图为ud的波形图，函数为：
图五中第二个图打剖面线的部分为ud的周期,结合第一个图的特殊点个数为1，由式子(1)可得T=(π/6)×(1+1)=π/3。
仍然由图五的第二个图,根据特殊点的角度规律,以及自然换相点和控制角的定义,得出输出电压的起始点和终止点分别为。根据输出电压平均值的计算公式,很快就可以得到三相桥式全控整流电路输出的平均电压。
4 结束语
特殊点的引入,不仅方便三相整流电路的波形分析,而且对于任何三相正弦、余弦波形图的分析和研究都有同样的辅助效果,例如三相半波有源逆变电路、三相全控桥有源逆变电路、三相交流调压电路等,让更多学习和爱好电力电子技术的学者有章可循。
摘要：为了便于分析和解决三相整流电路控制中的具体相位或者相位差,本文引入特殊点的概念。特殊点的引入不仅方便三相整流电路的波形分析,而且便于三相有源逆变电路、三相交流调压电路结论的推导和求解,让更多学习和爱好电力电子技术的学者有章可循。
关键词：三相,波形,特殊点
参考文献
[1](美)Muhammad H.Rashid,著.陈建业,杨德刚,于歆杰,等译.电力电子技术手册[M].北京:机械工业出版社,2004.
[2]袁燕.电力电子技术[M].北京:中国电力出版社,2006.
基于DSP的三相电压型整流器 篇4
1 三相电压型PWM整流器的控制原理
整流器的控制目标是实现网侧高功率因数正弦波电流控制和直流侧输出电压控制。本文采用电流内环控制实际电流和指令电流的跟踪,以电压外环控制直流输出电压的控制策略,此模型的矢量控制方案完全能够实现功率四象限变换,并具有动态响应快、稳态性能好的优点[10,11]。三相电压型整流器主电路由网侧电路(见图1)、整流器、中间电路及PWM控制器组成,主电路采用IGBT,反并联二极管为IGBT的寄生二极管,L和R1为电感的等效参数,C为直流滤波电容,uca、ucb和ucc为整流桥三相控制电压。整流器的基本工作原理为通过对6个开关管的适当控制,改变uca、ucb和ucc的波形和相位,从而改变输入电流的相位,达到改变功率因数的目的。
对于直接电流控制方案,传统的控制策略采用双闭环控制,即电流内环实现单位功率因数,电压外环实现直流侧电压的调节。采用PI调节器分别对直流电压和输入电流进行控制,即直流电压PI调节器输出得到的三相参考电流幅值I m*与交流电压相位信号相乘后得到参考电流信号I*sk,I*sk与实际电流Isk比较得到电流误差,对电流误差进行PI调节,用以减缓电流在动态过程中的突变。
在abc坐标系和αβ坐标系中,整流器的输入电流在稳态时都为工频的时间变量,由于PI调节器的增益和带宽有限,可能会导致电流跟踪结果产生误差。如果通过坐标变换将三相正弦电流变换到与电流基波频率同步旋转dq坐标系,稳态正弦电流变成了直流量,而且PI调节器的直流增益为无穷大,那么就可以实现电流的无差跟踪控制[5]。
三相VSR两相旋转坐标系下整流器开关函数的模型为
其中,urd=Sdudc;urq=Squdc;urd、urq和Sd、Sq分别为整流桥在dq坐标系下的输入电压和开关函数;ud、uq和id、iq分别为电网侧电动势和电流d、q分量;ω为角频率。
从式(1)可以看出,由于三相电压型整流器dq轴变量相互耦合,因而给控制器设计造成了一定的困难,为此可采用前馈解耦控制策略。当电流调节器采用PI调节器时,则urd、urq的控制方程为
其中,Ki P、Ki I为电流内环比例调节增益和积分调节增益;id*、iq*为电流指令值。
式(2)表明基于前馈算法使三相电流内环实现了解耦控制,再加上外环的电压控制就构成了双闭环的整流器控制原理图,如图1所示。
2 VSR的电压空间矢量控制
电压和电流双闭环调制产生的电压urd、urq信号,通过SVPWM控制整流器产生所需要的直流母线电压。
2.1 开关作用时间计算
传统SVPWM的算法步骤为:将合成电压矢量在αβ两相直角坐标系下进行分解,通过反正切函数求出合成的相角θ,根据相角判断矢量所在扇区并确定电压矢量,再用正弦函数计算各电压矢量的作用时间。可见传统的SVPWM算法复杂,计算量大,计算精度以及控制系统的实时性将会受到不可忽视的影响。本文采用文献[9]中给出的一种实现SVPWM的快速算法,可有效地简化DSP的软件设计。
由上述可知,式(3)简化了运算。其中,VSα、VSβ是空间矢量在αβ坐标轴上的投影。可根据求出的各扇区矩阵表达式,选择不同的X、Y、Z组合对应电压矢量的作用时间合成任一空间电压矢量。
2.2 电压矢量所在扇区判断
传统SVPWM判断电压矢量所在扇区是根据αβ坐标系下的电压矢量计算出幅值,再结合电压矢量的符号判断,这种方法由于含有非线性函数,计算比较复杂,因此采用一种简单快捷的方法进行判断[9]。定义以下变量:
则扇区号N满足以下关系式:
N=sgn(A)+2 sgn(B)+4 sgn(C)
其中,符号函数定义为
3 PWM整流器硬件系统设计
3.1 TMS320F2812控制芯片模块
TMS320F2812是32位定点DSP芯片。该芯片兼容TMS320F24x指令系统,其片上外设主要包括2×8路12位ADC(最快80 ns转换时间)、2路SCI、1路SPI、1路McBSP、1路eCAN等,并带有2个事件管理模块(EVA、EVB),分别包括6路PWM/CMP、2路QEP、3路CAP、2路16位定时器(或TxPWM/TxCMP)[12]。该芯片扩展方便,用它来构建一个控制系统简单易行,这些片内外设为DSP应用于电动机控制提供了方便。尤其是它具有2个事件管理器,利用其PWM输出,可以方便地控制PWM整流系统的6个开关管。图2为基于TMS320F2812实现的控制系统结构框图,分别将由电流传感器和电压传感器采样来的模拟量限压后送入TMS320F2812的AD口,在TMS320F2812中编程,实现三相静止坐标系变换到两相旋转坐标系及PI调节器的功能,减小了使用模拟器件所带来的偏差和温漂,提高了系统的可靠性。6路PWM控制信号来自于TMS320F2812的事件管理器A。
3.2 交流电流采样模块
TMS320F2812实现了对交流电量的快速、实时、准确采样与处理。模数转换模(ADC)有以下特点:带内置采样和保持的10位模数转换模块的ADC;多达16个模拟量输入通道(ADCIN0~ADCIN15);有2个独立的、最多可选择各含8个模拟转换通道的排序器;多个触发源可启动AD转换和灵活的中断控制;采样和保持获取时间有单独的预定标控制。
电流有效值计算公式为
交流电流通过电流传感器实现了无畸变无延时的信号转换,将高压电信号转换成低压弱电。由于DSP的A/D采样电压比较低(0~3.3 V),则在DSP进行采样前应把输入的模拟电流信号进行适当的处理,使其与A/D采样所需要的信号相匹配。为了提高采样精度,选择N值应能被360整除,以及要在交流电流过零点处采样。图3为交流电流调理电路,模拟量经过调理后送入DSP进行A/D转换。
3.3 直流电压检测模块
直流侧电压由电压检测电路取自直流侧电容的两端经电阻分压后转化为0~4 V电压信号,再由光电耦合器整定为0~5 V电压信号送入DSP的AD-CIN端。采用电压检测电路如图4所示。
3.4 IPM驱动电路
IPM将IGBT所需的外围电路都集成到模块内,所以它与DSP的连接非常简单(1)。由于IPM对驱动电压和信号干扰的要求严格,为防止IPM损坏和误动作,因此DSP与IPM之间不能有直接的电气连接,可以采用专为IPM等功率器件设计的高速光电耦合器作为输入信号的隔离器件。
3.5 PI调节器的设计
在控制系统中,电压环是由模拟运放电路实现的,其PI输出连接DSP的A/D口作为有功电流的给定,采用PI控制规律时,2个参数需确定,即零点(1/(R2C))和增益(R2/R1),现有文献的观点认为开关电源电路的传递函数为二阶振荡环节,共轭极点由滤波电路参数决定,一对共轭极点是主导极点,为了补偿共轭极点造成的相位滞后,电压调节器的零点应选择为对应于共轭极点的频率处,即,根据此原则设计了PI调节器如图5所示。
3.6 SVPWM模块
空间矢量PWM是依据整流器空间电压矢量切换来控制整流器的,具有电压利用率高、动态响应快等优点。根据功率开关函数的定义,空间矢量共有(000)(001)(010)(011)(100)(101)(110)(111)8种工作状态,通过分配空间电压矢量的作用时间形成等幅不等宽的PWM脉冲,实现开关的有效控制。直流输出电压给定信号和实际电压比较后的误差信号送入PI调节器,PI调节器输出为主电路交流输入参考电流的幅值,通过式(2)计算出ud和uq,最终通过DSP全比较单元输出IGBT所需的控制脉冲。图6为基于TMS320F2812对称SVPWM电路结构框图。
在高频变换器中,以空间矢量算法为基础的各种调制方法在直流电压利用率和实现高功率因数整流等方面是基本一致的,但在降低开关元器件的开关损耗方面却有很大的差别。
4 PWM整流器软件设计
DSP软件包括主程序和中断服务子程序,根据PWM整流器控制结构图及硬件原理基于DSP的C语言给出了实现整流器功能的软件设计(2)(3)。
系统主程序、A/D转换子程序、SVWM模块程序框图分别如图7、8、9所示。
5 仿真结果
根据以上分析,利用Matlab/Simulink工具箱建立三相电压型PWM整流器的仿真模型进行仿真。系统主要参数如下:电源频率50 Hz,三相交流电压幅值310 V,滤波电感L取6 mH,直流滤波电容C取2200μF,开关频率为6 kHz。仿真结果如图10~13所示。
由a相电压、电流波形可以看出,三相输入电压、电流基本能够保持同相位,由此可以看出,系统达到了高功率因数控制的目的。
电流从整流到逆变的变化波形,仿真时,用一个直流电压源作为反电势负载通过一个时间开关模型来切换整流器的运行状态,因为PWM整流器中,能量可以双向流动,分别工作于整流状态和有源逆变状态,由图11可以看出,电流从整流到逆变的变化中,相位差180°,仿真结果符合要求。
由图12可以看出,系统稳定后,电流的dq分量都能很好地跟踪给定值,达到了电流内环的控制目的。
由图13可以看出,当交流侧电感值取6 m H时,直流侧电压响应速度较快。
6 结论
以DSP为控制核心设计的PWM整流器具有功率因数高、能量双向流动、谐波污染少等优点,并且发挥了DSP强大功能优势,并利用空间矢量脉宽调制实现了系统的开关控制函数的求取。这种数字信号处理芯片与控制算法结合的方法应用前景十分广阔。但是在开关损耗与系统成本上有待进一步研究,以便能实现高效、廉价的产品。
摘要：为更好地实现三相电压型整流器数字化控制,从三相电压型PWM整流器(VSR)主电路拓扑结构出发,以数字化控制技术为切入点,以TMS320LF2812为控制核心,根据一种空间矢量算法,简化了DSP芯片的软件设计。并在此基础上给出了由DSP芯片控制的三相电压型PWM整流器的控制系统。详细介绍了交流电压采样、直流电压检测、IPM驱动电路、PI调节器、空间矢量脉宽调制(SVPWM)等控制模块的设计流程及相应的软件控制框图。最后利用Matlab/Simulink工具箱建立了三相电压型PWM整流器的仿真模型,并进行了仿真。仿真结果证明:基于DSP控制的三相电压型整流器实现了单位功率因数控制,具有优良的动态和静态性能。
关键词：数字信号处理器,PWM整流器,空间矢量,前馈解耦,功率因数,调理电路
参考文献
[1]KAZMIERKOWSKI M P,KRISHNAN R,BLAABJERG F.Control in power electronics:selected problems[M].New York,USA:Aca-demic Press,2002:232-240.
[2]BOSE B K.Modern power electronics and AC drives[M].北京:机械工业出版社,2003:115-121
[3]RODRIGUEZ J R,DIXON J W,ESPINOZA J R.PWM regenerative rectifiers:state of the art[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2005,52(1):15-22.
[4]MALINOWSKI M,JASINSKI M,KAZMIERKOWSKI M P.Simple direct power control of three-phase PWM rectifier using space-vector modulation(DPC-SVM)[J].IEEE Transactions on Indus-trial Electronics,2004,51(2):447-454.
[5]张崇巍,张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社,2003:112-153
[6]钟炎平,沈颂华.PWM整流器的一种快速电流控制方法[J].中国电机工程学报,2005,25(12):52-56.ZHONG Yanping,SHEN Songhua.A fast current control scheme for PWM rectifier[J].Proceedings of the CSEE,2005,25(12):52-56.
[7]刘和平,邓力,江渝,等.数字信号处理器原理、结构及应用基础-TMS320F28x[M].北京:机械工业出版社,2007:264-269.
[8]周有为,刘和平,杨利辉.基于TMS320F2812的SVPWM的研究[J].电气应用,2005,24(2):98-101.ZHOU Youwei,LIU Heping,YANG Lihui.Study of SVPWM based on TMS320F2812[J].Electrotechnical Journal,2005,24(2):98-101.
[9]WANG Xu,HUANG Kaizheng,WANG Wanwei.Modeling and simu-lation reasearch for three-phase voltage source PWM rectifier[J].Journal of System Simulation,2008,20(19):5204-5207.
[10]伍小杰,罗悦华,乔树通.三相PWM电压型整流器控制技术综述[J].电工技术学报,2005,20(12):7-12.WU Xiaojie,LUO Yuehua,QIAO Shutong.A control technical summary of three-phase voltage-source PWM rectifiers[J].Tran-sactions of China Electrotechnical Society,2005,20(12):7-12.
[11]Hadian Amrei S R,徐殿国,郎永强.一种PWM整流器直接功率控制方法[J].中国电机工程学报,2007,27(25):78-84.Hadian Amei S R,XU Dianguo,LANG Yongqiang.A new di-rect power control for PWM rectifier[J].Proceedings of the CSEE,2007,27(25):78-84.
三相整流装置 篇5
PWM整流器因其交流侧功率因数高、输入电流谐波小、挂网为无污染绿色负载,是谐波抑制与无功补偿解决方案的一个研究热点。由于其优异的性能,该变流器在高压直流输电换流站、变频器的整流输入端、以及背靠背功率调解器中均有应用。按照电源电压矢量定向(VOC)的双闭环是一种优良控制策略,该方法利用坐标变换将三相输入电流变换为d轴电流有功分量和q轴无功分量,通过有功电流控制功率传输,无功电流调节功率因数,有效地保证输出电压稳定的同时,功率因数也可控。本文详细阐述了VOC控制系统的原理和结构,并利用计算机仿真,给出了各个物理量的响应曲线,展示了其应有的特点。
2 VOC控制原理
三相电压型PWM整流器的主电路拓扑结构如图1所示,由三相交流电压源eaebec、交流输入侧电感L、三对全控型功率器件、直流侧输出电容C组成。系统的控制目标是将三相交流电能经过变流后得到直流电压Udc,同时确保交流侧各相电压电流之间相位可控,实现功率因数可调。
VOC的控制原理简述:如图2所示,按照空间矢量理论,三相对称电压源eaebec形成一等效空间矢量E以角速度为ω逆时针旋转,三相输入电流ia ibic形成的等效电流空间矢量为I,当I滞后于E某一角度θ时,电感上的压降为ωLI,超前I 90°,电阻R上的压降为IR,交流输入侧的等效电压空间矢量为V,按照基尔霍夫电压定律KVL,要满足关系式:
根据以上关系计算出交流输入侧的等效空间矢量V,而V是控制功率器件的通断,由一系列等幅脉冲等效其作用效果。从逆变的角度来看,这一过程恰恰相反,直流侧电压Udc作为输入,通过PWM控制在交流侧得到一交流电压空间矢量。通过调节V与E之间的角度θ为任意角度,可以使得交流侧功率因数为任意值。特殊的,当I与E同相位,即θ=0时,系统就处于单位功率因数整流工况。
控制系统的作用就是依照图2的稳态相量关系,在特定的工况下计算出V,将V作为PWM调制的输入信号,经过某种调制方法生成6个功率器件通断信号,即在整流器输入侧得到交流侧输入电压矢量V。显然,V的大小和相位必须得到精确控制。
3 数学模型与控制系统结构
对于图1的PWM整流器件采用等幅值坐标变换后,其数学模型变为:
其中sd、sq为dq坐标系下的开关函数,id、iq为dq坐标系下的交流输入电流,id称为有功电流分量,iq称为无功电流分量,ed、eq为dq坐标系下的交流输入电压,而:
当选d轴按照电源电压矢量E定向,忽略R,单位功率因数下,有:
其中Ephase_max为三相输入电压源相电压最大值。
VOC系统控制结构如图3所示,外环控制直流电压,偏差经PI调节后得到d轴电流给定信号id*。电流内环采用前馈解耦,分别用两个PI调节器控制id、iq,最终得到控制信号vd、vq作为SPWM输入调制出开关信号sa sbsc。
4 仿真分析
依据上文的论述,利用Matlab/Simulink工具箱,建立PWM整流器VOC控制的仿真模型[4,5],主电路如图3所示,由三相对称电压源、进线电感、整流桥、输出稳压电容、负载等组成,gate端为6路触发脉冲输入端。
依据图3的控制框图,利用Simulink中的基本模块按照各部分的功能搭建出控制部分如图4所示,最后输出主电路所需的控制驱动信号,仿真参数如表1所示。
仿真所得曲线如图6-图9所示,在初始起动阶段,各个电气量的变化都很剧烈,直流电压有一相对较大的冲击,有功电流和无功电流的波动也很大,但由于控制系统的作用,都很快地跟随了各自的给定值。在0.15s时刻系统负载增大到原来的1.3倍,有功电流随负载增大,该扰动使得直流电压有一个很小的降落,仍能够很迅速地跟随定值,表明系统具备较强的抗负载扰动能力。0.2s时刻直流电压给定值突变为原来的0.9倍,直流电压也呈现出良好的跟随性,响应迅速,波形基本无超调,曲线良好。
在整个过渡过程中,交流输入侧电压和电流始终保持同相位,而且电流波形呈现正弦性,图7给出了a相电压与电流的波形。
5 结论
电压定向控制VOC能很好地实现PWM整流器的控制目标,利用旋转坐标变换将其为有功电流分量和无功电流分量,通过对这两个分量的独立闭环控制实现直流电压的稳定和功率因数为1,调制生成开关信号思路清晰,而且响应速度快,控制简单。
摘要：详细分析了三相PWM整流器电压定向控制方法的基本原理,给出了其数学模型及控制系统的结构图,说明了各个部分的作用。利用Matlab/Simulink工具箱,建立了仿真模型进行了研究。仿真结果表明,该方法效果优异,系统能够很好地实现控制目标。
关键词：PWM整流器,电压定向,PI调节器
参考文献
[1]张崇巍,张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社,2003.
[2]Vladimir Blasko,Vikram Kaura.A New Mathematical Modeland Control of a Three-phase AC-DC Voltage Source Con-verte[rJ].IEEE transactions on power electronics,1997,12(1):116-123.
[3]陈睿.高性能PWM整流器研究[D].北京:中国科学院电工研究所,2006.
[4]R M Tallam,R Naik,H H Lu,Q Yin etal.Practical Issues inthe Design of Active Rectifiers for AC Drives with Reduced DC-Iink Capacitance[C].Conf.Rec.of 38th IAS Annual Meeting,2003(3):1538-1545.
三相整流装置 篇6
三相正弦空间矢量调制的电压型整流器在直流电压利用率、抑制电机的谐波电流等方面都比正弦脉冲宽度调制的整流器优越的多,大部分研究都集中在SVPWM的控制部分,而对其主电路参数的研究较少。SVPWM主电路参数包括交流侧电压源、电感、电阻和直流侧电容、负载参数等,其中交流侧电感和直流侧电容参数对于整个系统的工作状态都有很重要的作用,直接影响着电路的谐波抑制、功率的双向流动等,因此有必要对电路的参数进行详细地分析。
在参考文献[3]中介绍了一种方法,在已知交流侧电压源、负载参数的情况下来求解电感电容参数。本文根据文献[1]介绍的思路在极值情况下建立交流侧与直流侧的关系,然后根据负载参数推算电源参数进而计算电感电容参数,这种分析同样适用于由电源参数推算负载参数进而再计算电感电容参数。
对于整个三相整流器主电路,以整流桥为中心将主电路分为交流侧和直流侧,交流侧和直流侧通过整流桥构成直接关系,可以由直流侧求出交流侧,反之亦然。电感电容的取值范围与直流侧或交流侧的一些参数有关,而实际中不可能给出全部的已知参数,在分析两者之间的关系后可以直接由一侧参数求出另一侧参数。本文提出一种由直流侧的参数推出交流侧参数的计算方法,这种方法也适用于由交流侧推直流侧。整流器仿真波形验证了电感、电容参数的正确性。
2 三相VSR的数学模型
三相主电路模型如图1所示。
此电路主要包括交流侧的电感、电阻、直流电容以及由全控开关器件和续流二极管组成的三相整流电路。ea、eb、ec为电源电压,R为负载电阻。
式中:s为二值开关函数;si=1为第i管相上管导通;si=0为第i管相下管导通,i=a,b,c;sa、sb、sc为三相单极性二值逻辑开关函数。
由式(1)可知,三相VSR交流侧相电压(va 0,vb0,vc0)与直流侧电压vdc的关系式为:
3 交流侧电感的选择
在VSR系统设计中,其交流侧电感的设计至关重要,这是因为VSR交流侧电感的取值不仅影响电流环的动、静态响应,而且还制约着VSR输出功率、功率因数以及直流电压,它在整流电路系统中还起着隔离电压、滤除谐波、传输无功功率等作用,可见VSR交流侧电感对VSR系统的影响和作用是多方面的。以下具体介绍交流侧电感的选择。
3.1 稳态单位功率因数条件下
在稳态单位功率因数条件下,PWM整流器交流侧矢量关系(忽略R)如图2所示。
图2中,ė为交流电网电动势矢量;为交流侧电压矢量;为交流侧电感电压矢量;İ为交流侧电流矢量。
从式(2)和图2可以看出,直流侧和交流侧存在这样的关系:三相VSR的数学模型包括两部分,即交流部分和直流部分。这两部分之间通过脉宽调制建立联系,交流侧电压由直流电压调制而来,而直流侧输入电流由交流侧电流调制而来。
式中:M为PWM相电压最大利用率(与PWM控制方式相关),这说明PWM控制方式确定后,一定的直流电压条件下,即为定值,这样可以将确定交流侧电压矢量幅值的最大值。
已知
由图2可知
由式(3)-(5)可以求出电感L的取值范围为:
3.2 满足瞬间电流跟踪指标时的电感计算
从图1可以写出a相电压方程:
式中:R为交流侧电阻值,在这里假设电阻足够小,为分析简便可以忽略不计。sk为二值逻辑开关函数。a相电压方程的等效电路如图3所示。
vsa为图1三相VSR中A点和O′之间的电压差;savdc为a相整流桥的输入电压。
3.2.1 满足快速电流跟踪要求的L设计
要使实测电流能够快速跟上指令电流i*的变化,可以分析电流过零时的电流瞬态过程,这里只要分析在电流过零处附近的一个PWM开关周期Ts中的电流跟踪瞬态过程,其波形如图4所示。
从图4中可知,在0≤t≤T1时间内,a相开关管下管导通,电路给电感充电,电流上升,而在T1≤t≤Ts时间内,a相开关管上管导通,电感通过电路放电。
在这里假设Ts非常小,接近电流零点,就有i≈0,e≈0;同理当电流峰值时,就有i≈Im,e≈Em。
在稳态条件下,当0≤t≤T1时sa=0,有
当T1≤t≤Ts时,sa=1,有
若满足快速电流跟踪要求,那么要求实测电流在一个周期内能够快速上升,它的上升斜率能够大于指令电流的上升斜率,而且希望实测电流的斜率越大越好,如图5所示。
α表示指令电流的上升斜率,β表示实测电流的上升斜率,β1<β2,这表示随着实测电流的上升斜率增大,则经过充放电之后的电流从A1上升到A2,它就会越接近指令电流,即越接近B点,根据这个要求可以写出下列不等式:
联立式(8)-(10),得出关系式:要使斜率最大,就有sb=sc=1,可以得出:
可知只有当T1=Ts时,将取得最大电流变化率,即
公式(11)是计算L的一个表达式,是考虑电流跟踪的快速性求解出来的。
3.2.2 抑制谐波电流时L的设计
如果当电流过峰值时没有电感滤波,就会有很大的谐波分量,通过分析计算希望能够得出一个比较合适的抑制主要谐波的电感值,下面分析在电流过峰值时满足电流谐波抑制时的实测电流和指令电流的关系并且由此得出L的关系式。
在电流峰值处附近一个PWM开关周期中的电流瞬态过程波形如图6所示。
由图6可知,在电流峰值的一个很小的区域内指令电流将近似为一条直线,而这时实测电流的上升与下降的增量相同,即电感在这个周期内的充放电的增量相同,实测电流不会出现大的波动,这是希望得到的。
稳态条件下,当0≤t≤T1,sa=0,则有
当T1≤t≤Ts时,sa=1,可以得出
在电流峰值附近的一个开关周期中有|Δi1|-|Δi2|,此式与式(12)、(13)联立方程组,又有:
令Δi1=Δimax,如果设sb+sc=x,Em=b,2vdc-3Em=c,则有关于x的方程:f(x)=(c-3ax)(b+ax),可知当时方程有最大值,又因vdc<3Em,0≤x≤2,故说明只有在x=0时方程有最大值,即:sb=sc=0,因此可以得出抑制谐波的电感的值就要满足。
可以求出满足VSR瞬态电流跟踪指标时的电感的表达式为:
Δimax为最大允许谐波电流脉动量。
由式(6)和(15)可以求出电感的取值范围为:
取上述公式的交集得出电感的最终取值范围为:
4 电容的选择
直流电容的选择是三相VSR功率电路设计中的一个重要环节,选择的是否合适将直接影响系统的特性及安全性。本文提出一种设计方法设计思路[3]:以电容电压波动量为设计的出发点,通过分析得出引起电压波动的原因在于负载变化引起的瞬态过程中输入及输出的功率不平衡。三相VSR工作有两种模式,一是由最大功率整流到最大功率逆变突变;二是由最大功率逆变变到最大功率整流。这两种工作模式最直观的表现是输入电流由正最大值变为负最大值(或反之),电流变化量为电流最大值的2倍。而迫使电流产生该变化量的电压是电感两端的电压差。在这个瞬态过程中,系统控制桥式电路输出尽可能大的电压以减小瞬态过程持续的时间电源电压,因此可以认为瞬态过程最长时间发生在电源电压最大并且和桥式电路输出电压符号相同时,据此可以估算瞬态时间为:
根据上述分析可以对上述公式进行推导分析:
考虑Δt为过渡过程时间Ttrans,Δi为过渡过程流通的电流Im,则有:
在瞬态过程的开始时刻,系统输入输出功率偏差最大,为额定功率的2倍,然后逐渐减小,到瞬态过程结束时减到0。从平均的角度来讲,可近似认为瞬态过程中平均功率偏差为额定功率。由分析得知,功率偏差引起的能量偏差全部积累在直流电容上,由此引起的电容电压波动为:
如果规定了电容电压波动的上限,便可得到电容的计算表达式为:
则可以得出电容的取值范围为:
5 仿真验证
在Matlab/Simulink中搭建三相整流电路模型如图7所示。用Matlab软件进行编程,求出电感电容参数,计算程序流程如图8所示。具体主电路参数如表1所示。
如图9所示为整流后的电压波形,图10为交流侧电压和电流波形。由图9、10可以看出,直流电压在经过一段的过渡时间之后达到稳定,并很好地跟踪到指令电压,而电流波形也与理想电流达到同相位,实现了功率因数为1,由此看出电感电容参数的计算是正确的。
6 结束语
本文在建立三相VSR数学模型的基础上重点分析和介绍了三相SVPWM整流主电路参数的设计,主要包括交流侧电感参数设计、直流侧电容参数的设计,并提出了一种整流电路交流侧与直流侧之间的数学、物理联系,这些对于主电路设计有一定的参考作用。
摘要：用状态空间法建立三相SVPWM整流器VSR的数学模型,并根据此模型建立了三相SVPWM整流器的等效电路模型,在理论上分析了该模型的交流侧和直流侧的稳态工作情况,分析了交流侧电感和直流侧电容对整个主电路起着至关重要的作用,并提出了完整的主电路参数计算方法。
关键词：三相电压型PWM整流器,矢量控制PWM,数学模型,主电路参数
参考文献
[1]张崇巍、张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社,2003.
[2]叶斌.电力电子应用技术[M].北京:清华大学出版社,2006.
三相整流装置 篇7
随着电力电子装置在工业市场和应用领域的不断扩大,特别是电力变换器的大功率化,带来了谐波污染、无功功率损耗等问题。电力电子装置的谐波污染问题成为电气工程领域关注的焦点问题之一[1,2]。PWM整流器可以实现交流侧电流正弦化,且运行于单位功率因数或者功率因数可调,谐波含量很小,被称之为“绿色电能变换器”。在PWM整流器研究的基础上,先后对电流型PWM整流器的数学模型,电流型PWM整流器的直接电流控制中的空间矢量调制技术,介绍了三相电流型PWM整流器的数学模型。研究了电流型PWM整流器的直接电流控制,提出了电流型PWM整流器三逻辑SPWM实现的一种新方法,利用三相电压型整流器(VSR)的电压空间矢量调制技术(SVM)实现三相电流型整流器(CSR)的三逻辑空间矢量调制,实现电流型整流器交流侧的单位功率因数和直流侧电流的平稳运行。
1 三相电流型PWM整流器的数学模型
1.1 电流型PWM整流器在低频下的数学模型
电流型PWM整流器又称为Buck型整流器,交流侧由L,C组成二阶低通滤波器,以滤除交流侧电流中的开关谐波;直流侧接大电感,使直流侧电流近似为平滑的直流。开关器件由可控器件与二极管串联组成以提高器件的反向阻断能力。与电压型PWM整流器相似,电流型PWM整流器具有四象限运行的能力。
三相电流型PWM整流器的等效电路如图1所示[3,4]。
分析三相电流型PWM整流器时假定三相电路完全对称,开关元件是理想的,并且开关频率远大于电网频率,电感线性,考虑电感的内阻,设交流侧滤波电感La=Lb=Lc=L,电感和线路的内阻Ra=Rb=Rc=R, C为交流侧滤波电容。Ldc,Rdc为直流侧滤波电感参数和负载等效电阻。n为电网中点,N为三相电容的中点[5]。
1.2 电流型PWM整流器在高频下的数学模型
前述的电流型PWM整流器的低频数学模型是基于状态空间平均意义上的模型,这对于控制系统的研究是至关重要的。但是,低频模型忽略了与开关函数有关的高次谐波,不能反映整流器的开关过程,因而不能据此深入地讨论整流器本身的工作机理和调制特性。下面分析三相电流型PWM整流器的高频模型[6,7]。
电流型PWM整流器的上、下桥臂在任意时刻都必须有且仅有一个开关管导通,为了在三相电流型PWM整流器数学模型中体现PWM开关状态对整流器瞬态电路特性的影响,引入三值逻辑开关函数Sj,且定义:
其中,j=a,b,c。电流型PWM整流器交流输入电流与直流电流的关系为:
忽略开关器件的功率损耗,由功率守恒定理,整流器交流输入侧的瞬时有功功率与直流侧的输出瞬时有功功率平衡,即:
得:
由图1及式(2),式(3)可以得到基于开关函数描述的三相电流型PWM整流器的一般数学模型为:
式中:j=a,b,c。
2 电流型PWM整流器的调制策略
对电流型PWM整流器,输入电流的控制是整个系统控制的核心,选用合适的直接电流控制策略可以获得理想的稳态和动态电流控制效果。在研究直接电流控制时,实现了电流型PWM整流器的三逻辑SVM调制或电流空间矢量的直接SVM调制[8]。
利用三相电压型PWM整流器的电压空间矢量调制(SVM)技术实现三相电流型PWM整流器的电流空间矢量调制技术,即二逻辑SVM转化为三逻辑SVM技术。验证了这种SVM实现方法的可行性和合理性。
电流型PWM 整流器的6个开关管总共有9 种开关状态,零开关状态对应3种开关模式7,8 和9。与电压型整流器类似,电流型整流器的9个开关状态构成的电流空间矢量如图2所示。Ir为调制波合成的空间电流参考矢量。
由图2可知,电流型PWM整流器的空间矢量超前电压型PWM整流器相应的空间矢量30°(如I1超前U130°,依次类推)。因此就相位关系而言,可将电流型PWM整流器的空间矢量看作是电压型PWM整流器空间矢量的线信号。若将三相电压型PWM整流器的每相桥臂对的开关函数重新定义为+1表示开通、-1表示关断,则任一时刻此二逻辑SVM信号可以构造出满足电流型PWM整流器要求的三逻辑SVM信号[9,10]。按此方法,电压型PWM整流器参考电压位于第I扇区的二逻辑SVM可以变换为电流型PWM整流器参考电流位于第Ⅱ扇区的三逻辑SVM,其他各扇区以此类推,不再赘述。
3 控制系统仿真模型[4]
三相电流型PWM整流器有2个被控变量:直流侧电流和网侧电流。直流电流的控制目标主要是要求整流器直流侧提供恒定的直流电流,为此要求Idc控制具有良好的抗扰性能;而交流电流的控制目标主要是实现整流器网侧电流的正弦波控制,甚至要求网侧电流与电压同相位,因此网侧电流的控制更侧重电流的跟随性能[4]。因此,为了实现整流器输出直流电流的恒定和输入端接近单位功率因数,三相电流型PWM整流器的控制实际上是一个双环控制系统。外环是直流电流控制环,其目的一般是保持Idc的恒定。在直流电流环中,采样的直流电流与给定值进行比较,产生的误差经过PI调节后,输出作为整流器的网侧电流峰值指令I*sm ,将I*sm 与同步信号(单位幅值正弦波)相乘,作为网侧电流指令信号i*sy ,由i*sy 和isy 经过一定的控制策略组成交流电流控制环,其目的是要求网侧电流isy 跟踪给定电流i*sy ,也实现了网侧电流对网侧电压的相位跟踪[6]。整个控制电路如图3所示(只画了A相的控制电路)[5]。
根据电流型整流器SVPWM控制图,对整个控制系统在MATLAB的Simulink环境下进行仿真。
4 仿真结果分析
在此对上述2种实现电流型PWM整流器的SVM方式进行了仿真研究。电路的仿真参数如下:eA= 220 V ,L=15 mH,R=0.5 Ω,C=50 μF,Ldc=300 mH,Rdc=15 Ω,直流电流给定值Idc =10 A。开关频率f=3 kHz。
图4表示直流端电流的变化情况,图5表示交流端A相电压和电流的变化情况。由图5可以看出,电流和电压基本同相位,表明利用二逻辑SVPWM 实现的三逻辑SVPWM 是完全可行的。仿真结果表明应用三逻辑SPWM 调制技术可以很好的实现电流型整流器交流侧的单位功率因数,并且性能良好,且直流端电流稳定在给定值10 A左右。
5 结 语
在此分别从低频和高频的角度,建立了三相电流型PWM整流器在三相静止坐标系、两相静止坐标系的数学模型。利用三相电压型整流器(VSR) 的电压空间矢量调制技术(SVM ) 实现三相电流型整流器(CSR) 的三逻辑空间矢量调制, 并实现了电流型整流器交流侧的单位功率因数和直流侧电流的平稳运行。仿真结果证明了该方法的有效性。
摘要：相对于传统的电压型PWM整流器而言,电流型PWM整流器用于电机驱动具有动态响应快,便于实现再生制动和四象限运行,限流能力强,短路保护可靠性高,能在宽范围内精确控制转矩和速度等优点,在小、中等功率得到广泛的应用。利用三相电压型整流器(VSR)的电压空间矢量调制技术(SVM)实现三相电流型整流器(CSR)的三逻辑空间矢量调制,对其数学模型进行了推导,并利用Matlab建立了系统的仿真模型。仿真结果证明了该方法的有效性,实现了电流型整流器交流侧的单位功率因数和直流侧电流的平稳运行,对电力无功补偿和谐波抑制具有很好的效果。
关键词：电压型整流器,电流型整流器,空间矢量调制(SVM),单位功率因数
参考文献
[1]李玉玲,张仲超.三相电流型整流器的空间矢量调制技术研究[J].电力系统及自动化学报,2005,17(1):41-44.
[2]魏学森,刘志强,王娜.基于空间电压矢量脉宽调制的单位功率因数整流器[J].电力传动,2003,33(4):40-43.
[3]卫三民,孙旭东,刘丛伟.串联H桥多电平变频器电压空间矢量控制算法[J].清华大学学报,2003,43(3):366-368,372.
[4]李玉玲,鲍建宇,张仲超.电流型变流器的改进模型预测控制[J].控制理论与应用,2005,22(6):1-3.
[5]程善美,姜向龙.SI MULINK环境下空间矢量PWM的仿真[J].电气自动化,2002,24(3):39-41.
[6]卢至锋,张波,邓卫华.三相电压型PWM整流器非线性解耦控制研究[J].电力电子技术,2005,39(1):40-44.
[7]冷海滨,林忠岳,孙洪亮.新型PWM整流器的研究[J].技术探讨与研究,2006,4(2):15-22.
[8]卢至锋,张波,邓卫华.三相电压型PWM整流器非线性解耦控制研究[J].电力电子技术,2005(2):21-25.
[9]邓卫华,张波,丘东元,等.三相电压型PWM整流器状态反馈精确线性化解耦控制研究[J].中国电机工程学报,2005,25(8):25-31.