单相PWM整流（精选九篇）
单相PWM整流 篇1
常见的拓扑结构有双三电平桥结构[1]、不对称桥式结构[2]等。本文采用一种混合三电平桥的拓扑结构,只需6个开关管便可实现高功率因素和减小电网谐波等目标。对于三电平结构变流器,中点电压平衡是一个影响系统性能的关键问题,比较常见的一种解决方法是采用SVPWM冗余矢量控制算法[3]。本文研究提出了一种适用于混合三电平桥且易于实现的中点电压控制算法,并通过计算机仿真验证了理论的正确性。
1 拓扑结构和工作原理
1.1 拓扑结构
传统单相三电平PWM整流器由两组对称的桥臂构成,每组桥臂由4个开关器件以及2个箝位二极管组成,故总共所需的功率器件为8个开关器件和4个箝位二极管。本文所研究的单相混合三电平PWM整流器的拓扑结构如图1所示[4],这种结构由6个开关器件、2个箝位二极管以及直流侧的两个电容组成。其中左半桥臂开关管承受的电压应力为直流侧电压的一半,右半桥臂开关管所承受的电压应力等于直流侧电压,故把这种结构称为混合三电平结构[5]。
1.2 工作原理
整流器的控制核心是通过控制开关状态来控制整流器交流侧电压Uzb,从而达到控制输入电流和输出电压的目的。若开关管的开通和关断分别用1和0表示,则有如下约束条件,
Si+S′i=1 (i=1,2,3) (1)
开关函数ga和gb定义如下:
因此整个系统可以产生6种有效开关组合,每一种开关组合可以产生一种整流器交流侧电平。每一种开关状态对应的等效电路如图2所示。
图2(a)对应a1=1,gb=-1的开关状态,此时开关管S1、S2和S′3导通,交流侧电压Uab=Udc。当输入电流大于零时,电容C1和C2通过输入电流充电,当输入电流小于零时,电容C1和C2通过输入电流放电;图2(b)对应ga=0,gb=-1的开关状态,此时开关管S1、S′2和S3导通,交流侧电压Uab=U2。当输入电流大于零时,电容C2通过输入电流充电,当输入电流小于零时,电容C2通过输入电流放电。而电容C1始终通过负载电流放电;图2(c)对应ga=-1,gb=-1的开关状态,此时开关管S′1、S′2和S′3导通,交流侧电压Uab=0。电容C1和C2都通过负载电流放电;图2(d)对应g1=1,gb=1的开关状态,此时开关管S1、S2和S3导通,交流侧电压Uab=0。电容C1和C2都通过负载电流放电;图2(e)对应ga=0,gb=1的开关状态,此时开关管S1、S′2和S3导通,交流侧电压Uab=-U1。当输入电流大于零时,电容C1通过输入电流放电,当输入电流小于零时,电容C1通过输入电流充电。而电容C2始终通过负载电流放电;图2(f)对应ga=-1,gb=1的开关状态,此时开关管S′1、S′2和S′3导通,交流侧电压Uab=-Udc。当输入电流大于零时,电容C1和C2通过输入电流放电,当输入电流小于零时,电容C1和C2通过输入电流充电。
六种开关组合中有两个对应同一个电平,故总共可产生五种电平的整流器交流侧电压Uab,如表1所示。
表中,U1+U2=Udc,-U1-U2=-Udc,故有效的开关组合可以产生五个交流侧电压的电平值为Udc、U2、0、-U1、-Udc。这五个电平构成三电平SVPWM控制算法的基础矢量。
2 控制策略
若忽略输入侧的电阻,单相PWM整流器交流侧等效电路如图3所示,则有向量等式:
通过控制交流侧电压Uab达到控制输入电流is的目的。在PWM整流器的各种控制方案中,电压电流双闭环控制是一种高性能控制方案,其结构简单,具有很好的动态和静态性能,本文便采样这种方法。
2.1 双闭环控制结构
单相PWM整流器的控制系统采用电压电流双闭环控制,其控制框图如图3所示。外环为电压环,通过对直流侧输出电压进行PI控制,得到稳定的直流母线电压输出,电压环PI控制器的输出作为输入电流给定值i*s的幅值I*s,锁相环PLL检测输入电压的相位和频率作为输入电流给定值的相位和频率,从而得到输入电流给定值,通过电流环的PI控制,使得输入电流实际值跟踪给定值。电流环PI控制器的输出作为电感电压给定值U*L,网侧输入电压US减去U*L便可得到交流侧电压调制波U*ab,再通过SVPWM算法即可达到期望控制目标。这种方法引入网侧输入电压作前馈控制,当输入电压发生变化时,系统动态性能更好[6]。
2.2 三电平SVPWM调制策略
单相整流器三电平SVPWM算法将交流侧电压的五个电平值Udc、U2、0、-U1、-Udc作为基础矢量,并以此为依据将调制波划分为四个区间[7],如图5所示。
根据PWM控制技术的面积等效原理,在每个区间内,使用相邻的两个基础矢量Uk和Uk+1合成调制波U*ab,例如区间1中,Uk=Udc,Uk+1=U2,其他区间的矢量合成如表2所示。
除了0矢量对应两种开关状态外,其他每一个矢量都对应一种开关状态。下面分析每一种矢量的作用时间。
如果开关周期较小,则在一个开关周期内可认为调制波U*ab保持不变,根据面积等效原理,有:
∫t+TstU*abdt=U*ab·Ts=∫t+TstUabdt=Uk·T1+Uk+1·T2 (3)
T1+T2=Ts (4)
其中,T1和T2分别为矢量Uk和Uk+1的作用时间,Ts为开关周期,联立(3)、(4)两式即可求出T1和T2:
T1=(U*ab-Uk+1)·Ts/(Uk-Uk+1) (5)
T2=Ts-T1 (6)
2.3 中点电压平衡控制
对于三电平结构PWM变流器,中点平衡问题是一个关键问题。直流侧两个电容电压的不平衡会导致其中一个开关器件所承受的电压应力增大、交流侧电压谐波增加等问题,从而影响系统的整体性能和增加系统成本。因此必须确保中点电压平衡。
对于混合三电平拓扑结构,根据1.2节的分析可知,只有图2(b)和图2(e)对应的两种开关状态会导致中点电压变化,在功率比较大的场合,输入侧电感一般比较小,根据式(2)可认为调制波U*ab与输入电压相位Us基本相同,即U*ab与IS基本同相位。故当U*ab在区间1和2内时,基础矢量U2导致电容C2两端电压增加,而基础矢量Udc和0矢量导致C1和C2同时放电,它们两端电压都降低;同理,在区间3和4内基础矢量-U1使得C1两端电压增加,基础矢量-Udc和0矢量使得两端电压都降低。因此,中点电压以基频波动,此波动为系统固有波动,无法消除。但是采用适当的算法可以解决实际应用中两个电容容值不完全相等导致的中点电压不平衡问题。
本文采用直流侧电容电压前馈控制方法[8],该方法比较简单,将两个电容电压差值作为电压平衡PI调节器的输入,将该调节器的输出引入到电流控制环中,以达到中点电压平衡,如图4中虚线框内所示。当U1>U2时,输入电流给定值增加了一个正向直流分量,在电流环的控制下,实际输入电流也增加了一个正向直流分量,导致-。dc/2矢量状态下的C1的充电电流减小,Udc/2矢量状态下的C2充电电流增加,从而使中点电压趋向平衡。U1<U2时的中点平衡控制器的作用过程与此类似。
3 仿真结果及分析
系统仿真参数设置如下:网侧输入电压有效值US=470V,输入侧电感L=2.7mH,直流侧电容C1=C2=20mF,为了更好的验证中点平衡算法的有效性,在电容C2两端并联一个500Ω的电阻。直流侧电压给定值Udc=850V,负载电阻RL=15Ω,在第4秒进行突加负载实验,负载电阻减半。设定开关频率为2kHz。
采用MATLAB/Simulink进行计算机仿真,仿真结果如图6～9所示。
直流母线电压波形如图6所示,第4秒开始突加负载,从仿真波形可以看出直流母线电压具有很好的动态性能和稳态性能。从图7(a)所示的输入电压电流波形可以看出,输入侧具有很高的功率因素,对输入电流做FFT分析得知,输入电流的谐波含量较小,总谐波畸变率(THD)为3.46%,具有较好的性能,满足国际标准IEC1000-3-2。图8所示为整流器交流侧电压Uab的波形,该电压为三电平PWM波形,满足设计期望。图9为直流侧两个电容差值,在1.5s处加入中点平衡控制算法,由图可知,该中点平衡算法行之有效。
4 结束语
本文分析研究了混合三电平单相PWM整流器的拓扑结构和工作原理,采用带电压前馈的双闭环控制和SVPWM调制策略进行控制,并进行了计算机仿真研究。仿真结果表明该方案具有输入功率因素小,输入电流谐波小等优点,同时中点电压平衡能够得到有效控制,验证了该方案的正确性和有效性。
参考文献
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[6]许赟,邹云屏,刘雄,王成智.单相三电平PWM整流器双环控制系统的研究[J].电力电子技术,2008,42(9):1-3.
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单相桥式整流说课稿 篇2
自我介绍：
各位专家评委，大家好，我叫杨树军，今天我说课的题目是单相桥式整流电路，说课的内容主要分为以下六个方面：教材分析、学情分析、教学目标、教学的重点和难点、教学方法以及教学程序和内容。（第一个方面就是教材分析）
首先谈一下本节课在教材中的地位和作用： 本节课是高等教育出版社出版，童诗白主编的《电工与电子技术》中第十章第二节的内容,本节课为第十章的重点内容，也是整个教材的重点内容。因为在教材的第十章第一节中，就介绍了有关半导体二极管的相关知识，而整流电路正是二极管单向导电性的一个具体应用，其中单相桥式整流电路在实际工程应用中最为广泛，该内容既是单相半波整流电路的后续内容，也是滤波和稳压电路的前序内容。因此，本节课在教材中起着承上启下的作用，占有十分重要的地位。（第二个方面是学情分析）
开设本课程的对象为中职二年级学生,，相关的电路基础课程已经学过，所以学生具备一定的电路分析能力。但由于《模拟电子技术基础》这门课程理论性强，抽象且不容易理解，中职学生的学习习惯总体不高，所以学生在学习过程中普遍会感到困难，学习方式也较为被动，还没有掌握一定的学习方法与技巧。（第三个方面是教学目标）
本节课的教学目标主要有学习目标和情感目标。首先依据教学大纲，确定学习目标：
1、熟悉单相桥式整流电路的组成
2、掌握单相桥式整流电路的工作原理及相关计算
3、掌握单相桥式整流电路二极管的选取 其次根据学情，确立情感目标：
1、要求学生学会分析与解决问题的方法
2、培养学生的创新意识和自主学习能力。（第三个方面是教学的重点和难点）
本节课的重点为单相桥式整流电路组成及其工作原理的分析。主要通过学生在理解二极管的单向导电性的基础上，根据电位的高低判断二极管的工作状态，从而准确画出桥式整流电路的通路以及电压和电流的输出波形，能够计算负载上的平均电压和平均电流并正确选择二极管。这就要求学生具有一定的知识运用能力，所以整流电路工作原理的分析及相关的计算，既是本节课的重点也是难点。针对该一难点，主要借助多媒体辅助教学、电路仿真等手段进行突破。（第四个方面是教学方法）本课主要采取三种方法
1、任务驱动法
所谓“任务驱动”就是在学习信息技术的过程中，学生在教师的帮助下，紧紧围绕一个共同的任务活动中心，在强烈的问题动机的驱动下，通过对学习资源的积极主动应用，进行自主探索和互动协作的学习，并在完成既定任务的同时，引导学生产生一种学习实践活动。
2、练习巩固法 为了提高学生的学习能力，加强学生对知识的理解，练习贯穿于整个教学过程中，并联系实际，解决应用中的一些实际问题。
3、多媒体辅助法
在学生充分讨论的基础上，引出课题，为了增强学生的感性认识，采取电路仿真手段。
（第四个方面是教学内容）
教学内容主要分为以下几个环节：（第一环节）复习导入
通过提问，让学生回顾复习半波整流电路的工作原理及其计算，这既是上节课的重点内容，也是本节课学习的基础，然后提出问题，针对半波整流电路存在哪些缺点，由此导入新课。（第二环节）讲授新课
讲授新课分为以下四个部分进行： 第一个环节，电路组成：
以半波整流电路作为基础，将单相桥式整流电路直接呈现给学生。
第二个环节，工作原理：
首先对于电路工作原理的分析。由学生通过讨论，先判别出在U2的整个周期内哪些二极管导通、哪些二极管截止，从而画出相应的电流通路，这样可以加强学生对相关知识的运用，学会自主学习。其次对于电路输出波形的分析。以电路工作原理的分析作为基础，在学生充分思考讨论的前提下，引导学生与前续知识相比较，从而得出结论。本部分的教学主要借助于多媒体的方式增强学生的感性认识。第三个环节，电路仿真：
通过电路仿真实验对电路进行工作波形分析，来验证结论，这样不仅符合直观性的原则，而且培养了学生的观察与分析的能力，也体现了电子信息科学的特点。（第三环节）课堂总结
针对教学目标，总结学习重点，并让学生参与其中，以列表的方式，通过对比归纳总结，将本节的内容与学生原有的知识相联系，对知识点进行梳理，使其系统化。
（第四环节）布置作业
根据所教内容，结合学生实际情况，以课本习题为主，对于课本中较难的题目加以提示。
以上的教学内容是以任务驱动作为主线，激发学生学习的自主性和创造性。使学生在情感的体验中获得思维成果，把学习活动真正变成自己精神的需要，从而有效地调控教学情况，创造和谐的教学氛围，教师在与学生的互动中，接纳学生独到见解，使教学相近从而培养学生的创新意识。
单相PWM整流 篇3
关键词：PWM整流器 开关电源 功率因数
开关电源是利用现代电力电子技术，采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关晶体管开通和关断的时间比率（占空比），调整输出电压，维持输出稳定的一种电源。早在20世纪80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机电源换代，进入90年代开关电源已广泛应用在各种电子、电器设备，程控交换机、通讯、电力检测设备电源和控制设备电源之中。开关电源一般由脉冲宽度调制控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，两者的成本都随着输出功率的增加而增长，但两者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使的开关电源技术也不断的创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，从而为开关电源提供了广阔的发展空间，
1、开关电源发展趋势
开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各在开关电源制造商都致力同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体（Mn-Zn）材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度（Bs）下获得高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术。SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小薄。开关电源的高频化就必然对传统的PWM开关技术进行创新，实现ZVS、ZCS的软开关技术已成为开关电源的主流技术，并大幅提高了开关电源的工作效率。对联高可靠性指标，美国的开关电源生产商通过降低运行电流，降低结温等措施以减少器件的应力，使得产品的可靠性大大提高。
模块化是开关电源发展的总体趋势，可以用模块化电源组成分布式电源系统，可以设计成N+1冗余电源系统，并实现并联方式的容量扩展。针对开关电源运行噪声大这一缺点，若单独追求高频化，其噪声也必将随着增大，而用部分谐振转换电路技术，在理论上即可实现高频化又可降低噪声，但部分谐振转换技术实际应用仍存在着技术问题，故仍需在这一领域开展大量的工作，使得多项技术得以实用化。电力电子技术的不断创新，开关电源产业有着广阔的发展前景。要加快我国开关电源产业的发展速度就必须走技术创新之路，走出有中国特色的产学研联合发展之路，为我国国民经济的高速发展做出贡献。
2、PWM整流在开关电源中应用
20世纪90年代以来，PWM整流器[1]一直是学术界关注和研究的热点课题。随着研究的深入，基于PWM整流器拓扑结构及控制的拓展，相关的应用研究也发展起来。这些应用研究，又促进了PWM整流器及其控制技术的进步和完善。经过多年的研究和发展，PWM整流器技术己日趋成熟。PWM整流器主电路已从早期的半控型器件桥路发展到如今的全控型器件橋路；PWM开关控制由单纯的硬开关调制发展到软开关调制；功率等级从千瓦级发展到兆瓦级，而在主电路类型上，既有电压型整流器（Voltage Source Rectifier-VSR） [2]，也有电流型整流器（Current SourceRectifier-CSR，并且两者在工业上均成功地投入了应用。PWM整流器的研究是一个非常活跃的研究领域，当前最流行的 （数字信号处理器）作为整流器的控制核心，已经开始研究DSP实现PWM整流器控制算法。
PWM整流器与开关电源结合能够解决开关电源中诸多不足，解决开关电源整体功率因数低和网侧输入电流不连续等难题。PWM整流器能在抑制谐波和提高功率因数方面在开关电源中得以实现。
3、总结
PWM整流技术已经成为各种动力电源的重要发展方向，他的使用对于绿色能源的设计起到了巨大的推动作用。国内不少高校对PWM整流技术进行数学建模、控制策略研究及PWM整流器应用的深入研究。PWM整流技术发展必将推动开关电源长远发展。
参考文献：
[1]接峰.三相PWM整流器及其控制[D].杭州.浙江大学，2006
单相PWM整流 篇4
文中介绍了三电平整流器, 分析了其主电路拓扑结构和控制电路原理, 通过搭建Matlab/Simulink模型, 检验了原理的正确性。
其次, 通过仿真模型进行谐波分析, 可以发现交流侧电压和电流中有较多的奇次谐波[2], 也可通过理论分析得出谐波的产生机理。为了消除这一整流器对电网产生的谐波污染, 本文探讨了一种新型抑制整流器网侧电流谐波的控制方法。并通过仿真验证了, 该谐波抑制算法的有效性。
1 单相三电平脉冲整流器工作原理
单相两电平脉冲整流器主电路结构, 如图1所示。图中u1为直流侧支撑电容C1上的电压, u2为直流侧支撑电容C2上的电压。为便于分析, 将开关管用理想开关S来代替;SA代表A相桥臂开关;SB代表B相桥臂开关, 忽略牵引绕组电阻, 则其开关等效电路如图2所示。
有效的开关组合有32=9种, 各工作模式下的开关状态及相应电压如表1所示。
2 正弦脉冲宽度调制
载波调制PWM控制技术, 用一种参考波为调制波 (通常是正弦波, 也可采用梯形波或注入零序谐波的正弦波或方波等) 与载波 (通常是N倍于调制波频率的三角波或锯齿波) 进行比较, 产生一组幅值相等、而宽度正比于调制波的矩形脉冲序列效调制波, 从而对开关管进行通断控制[3]。其中, 以正弦波为调制波的正弦脉冲调制 (SPWM) 技术被普遍采用。
2.1 脉冲整流器的控制原理
假设整流器网侧电源电压和电流分别为
式中, Us和Is分别为网侧电源电压和电流的有效值;θ为电流滞后电压的相位角, 当整流器工作在整流模式时, θ=0°;当整流器工作在再生模式时, θ=180°。则输入功率为
由θ=0°或θ=180°, 上式可化简为
式中, UsIscosθ为稳态量;UsIscos (2ωt) cosθ为波动量。
由图1可知, 采用平均状态等效模型, 瞬态输出端的功率表示为
式中, Udc和IL分别为输出电压udc和电流iL的平均值;为电压udc的波动值。
假设开关器件均为理想模型, 在换相过程中并未有过功率损失和能量存储, 则交流侧与直流侧瞬时功率应相等, 即
则输入与输出对应的稳态量相等, 即波动率也相等, 联立式 (4) ~式 (6) , 可得
实际直流侧输出电压udc可表示为
直流侧输出电压含有两倍电网频率的纹波, 传统PWM整流器采用的双臂和控制原理如图3所示。电压外环采用PI控制器使得实际的直流侧电压udc跟踪给定的直流侧电压值u*dc, 从而保持直流侧电压稳定。PI控制器的输出为网侧电流给定值is*的幅值, 锁相环 (PLL) 检测网侧电源电压得到的相位和频率作为给定值is*的相位和频率, 与电源电压同频同相的is*跟踪给定的网侧电流is*, 在此电流内环控制采用瞬态电流控制法[4]。
2.2 电流内环控制策略
瞬态直接电流控制是在固定开关频率控制基础上引进补偿环节的一种控制策略, 其控制效果良好且实现简单, 抗干扰能力强, 因此被广泛应用于大功率整流场合。
瞬态直接电流控制的原理框图如图4所示, 其基本原理为[5]:电压外环将实际检测到的直流侧电压Ud与给定电压U'd做比较, 比较所得差值送入PI调节器调节得到给定网侧电流分量I'N1, 另一给定网侧电流分量I'N2由功率平衡计算所得, 两者相加得到网侧电流给定值IN1, 参与内环的前馈控制计算, 得到最终的调制波输入SPWM调制模块, 并产生开关信号控制整流桥开关管的通断, 达到稳定直流侧电压、跟踪网侧电流的目的。
瞬态直接电流控制原理数学模型[6], 如式 (10) 所示
式中, KP、Ti为PI调解参数;K为比例系数;U'd为直流侧电压给定值;Ud为直流侧电压;Id为直流侧电流;ω为网侧电压的角频率。
瞬态直接电流控制为电压电流双闭环控制系统, 对于参数的敏感度低, 设计简单, 若某一参数发生变化, 系统将自动对参数进行调整, 维持直流侧电压的稳定。瞬态电流控制策略具有实现简单、能有效抑制网侧电流谐波、直流侧电压稳定、动态响应好等优点。
2.3 单相PWM整流器的特定谐波消除原理
在电压外环PI控制器中, 实际直流侧电压有2次纹波, 则其输出的is*的幅值Is^*也含有两倍电网频率的谐波, 将其和锁相环采样所得, 与电网同频率的正弦信号相乘, 得到网侧电流的给定值, 其中必含有3次谐波, 实际网侧电流is跟踪给定的网侧电流, 则最终实际网侧电流is含有较大地3次谐波。与上述分析相同, is中的3次谐波通过整流器后, 必然会导致网侧电流is含有5次谐波, 依次类推, 从理论上可得出, 网侧电流中3、5、7、9等几次谐波含量较大。
由上可知, 网侧电流产生3次谐波的原因是由于实际的直流侧电压udc含有2次纹波。为了消除3次谐波, 可将传感器测得的实际直流侧电压udc进行修正, 加入补偿电压以滤除式 (9) 中udc的2次纹波u~dc, 随后作为电压PI控制器的输入, 即可消除3次谐波[7,8]。补偿电压为
这种新型谐波抑制算法的原理如图5所示。
2.4 仿真模型的建立
用Simulink搭建单相三电平四象限脉冲整流器瞬态直接电流控制的仿真系统, 验证模型的正确性。所搭建的单相三电平脉冲整流器瞬态直接电流控制系统仿真图, 如图6所示。
3 仿真结果
对搭建的模型进行仿真, 将仿真结果与理论分析进行对比, 验证模型的正确性。着重分析比较了改进方法与传统方法下的网侧电流总谐波量与谐波次数。主要仿真参数如表2所示。仿真直流侧电压及网侧电流如图7和图8所示。
图9和图10做出了使用传统控制方法与改进后控制方法下谐波含量的FFT分析结果。由图可看出, 使用改进方法后, 3次谐波的含量明显减少。由2.4中分析可知, 3次谐波减少也会使5、7、9次谐波下降, 从而使得THD值明显降低。
4 结束语
针对大功率应用场合的单相PWM整流器受开关频率较低的限制以及存在网侧电流谐波较大、对电网污染的问题, 本文建立了单相三电平整流器模型, 分析了谐波成分及产生原理, 并运用了一种新型的特定次谐波抑制方法, 将其与传统控制算法进行了对比。通过仿真验证了该新型控制算法在降低3次谐波含量和总谐波畸变率上均有效。但由于改进方法中补偿电压计算复杂, 对资源的占用率较大, 且会使系统响应变慢, 因此该算法仍待改进。
摘要：由于三电平整流器功率器件承受电压应力小、输入电流谐波少、正弦度好。因此, 文中选取单相三电平PWM整流器为研究对象。分析了各个工作状态下的开关组合及整流器的工作原理, 同时选取瞬态直接电流控制作为电流内环控制方法对系统进行了仿真。同时分析了单相PWM整流器网侧电流的3次谐波产生原因, 且采用了一种新型谐波抑制方法来消除此3次谐波。通过仿真验证了该新型控制算法对抑制网侧电流3次谐波的有效性, 并降低了网侧电流的总谐波畸变率。
关键词：单相三电平PWM整流器,特定谐波改善,功率因数
参考文献
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PWM整流技术综述 篇5
PWM整流器可以提供正弦化低谐波输入电流,高功率因数及双向能量流动,具有体积小、重量轻等特点,在功率因数补偿,电能回馈,有源滤波等领域得到越来越广泛应用。从不同的角度看,PWM整流器有不同的分类方法,按是否具有能量回馈功能,可分为无能量回馈整流器和有能量回整流器,按主电路和拓扑结构的特性分,可分为电压源型和电流源型高频整流器。近年来,为了提高PWM整流器性能,在控制策略上,有不少现代控制方法和技术在整流器中的应用研究,如基于Lya-Punov稳定理论的控制策略,基于现代控制理论的模糊控制、滑模变结构控制策略和基于人工神经网络理论的控制策略等。本文从整流器的主电路拓扑结构和控制策略着手,对该项技术进行了综述。
2 PWM整流电路拓扑结构和工作原理
PWM整流器按其主电路拓朴结构分类有单开关与多开关型,根据输入电源相数分为单相和三相PWM整流电路,按电路结构和特性分为电压源型和电流源型,由于单相PWM整流器功率小应用少,下面只介绍目前实际应用较多的三相PWM整流器。
2.1 无能量回馈型整流电路
无能量回馈型单管三相PWM整流电路如图1((a)为boost型,(b)为buck型)所示,其最大的优点是简单、经济,由于仅有一个可控元件,要使三相电流均为正弦波且与电压同相位是十分困难的,一般这种电路只工作在DCM方式(不连续电流模式),这时每相电流峰值和各相电压成正比,每相电流峰值为正弦,由于电流不连续,自然形成零电流开通;开关管在关断时,要关断三相电流,所以关断损耗大,并且随着输出功率增大,输入电流的峰值迅速增加,电流应力问题更加突出。为了解决这一问题,可用同一个脉冲驱动3个桥,这时可将电流应力减少30%左右。
2.2 有源能量回馈功能的整流器
2.2.1 电压源型三相桥式PWM整流器
如图2所示是三相电压型PWM整流器主电路,它具有很快的响应和更好的输入电流波形,稳态工作时,输出直流电压不变,开关管按正弦规律脉宽调制,整流器交流侧的输出电压和逆变器相同,忽略整流器输出交流电压的谐波,变换器可以看作是可控正弦三相电压源,它和正弦的电网电压共同作用于输入电感,产生正弦电流波形,适当控制整流器输出电压的幅值和相位,就可以获得所需大小和相位的输入电流。
2.2.2 电流源型三相PWM整流器
与图2相对偶的是图3所示的电流源型三相PWM整流器,其输出呈直流电流源特性,利用正弦调制方法控制直流电流Id在各开关器件的分配,使交流电流波形接近正弦波,且和电源电压同相位,交流侧电容的作用是滤除与开关频率有关的高次谐波。电流源型整流器的优点是:(1)由于输出电感的存在,它没有桥臂直流通过及输出短路问题;(2)开关器件直接对直流电流作脉宽调制,所以其输入电流控制简单,控制速度快。缺点是:(1)整流器输出电感的体积、重量和损耗大;(2)常用的全控器件都是双向导通的,主电路构成不方便且通态损耗大。
2.2.3 其它类型PWM整流器
除上述的电压源型和电流源型PWM整流器外,从基本电路结构上还派生出了一些其它的电路形式,如三相四线型的PWM整流器,它能为后端的三相UPS提供中点而无需变压器,再如低成本四开关三相整流电路,它比常规三相整流器少用一个桥臂。另外一种很有应用前景的整流器是如图4所示的三电平PWM整流器,应用开关频率较低的GTO时,这种电路较合适,开关频率在300-600Hz时就能满足对输入电流谐波的要求,这种电路的另一优点是每个主开关器件关断时,所承受的电压仅为直流侧电压的一半,因此,该电路特别适合于高电压大容量的应用场合。
2.3 PWM整流器的控制方式
为了提高PWM整流器的动态性能和稳态性能,特别是为了使整流器电路工作因数为1,可以用多种控制方案来实现,下面介绍目前常用的几种控制策略。
2.3.1 间接电流控制
间接电流控制,即幅相控制,它以控制变流器前端输入点电压的幅值和相位来达到控制输入电流相位的目的,常用的间接电流控制系统结构图如图5所示,其中PWM整流器主电路为图2所示的电路,系统以直流侧电压作闭环控制,电压环采用PI调节器,PI调节器输出信号作电流指令id*,id*的大小和整流器流入电流的幅值成正比。稳态时,u*dc=udc,PI调节器输入为零,而PI调节器输出id和整流器负载电流的大小相对应,也和整流器交流输入电流的幅值相对应。当负载电流变化,则经过调节达稳态后PI输入仍为零,而id与新的负载电流相对应。若整流器变为逆变运行时,则输入电流与输入电压反向,稳态时仍是u*dc=udc,PI调节器输入为零,输出id*为负值,与逆变电流大小相对应。这种控制方法优点是控制简单。缺点:(1)当R、L的运算值和实际值有误差时,影响控制效果;(2)电压环响应速度较慢;(3)网侧存在着直流偏移量,因而在瞬态时,输入滤波器易出现振荡和负载电流发生畸变的情况。
2.3.2 直接电流控制
这类控制中,通过运算求出交流电流指令值,再引入交流电流反馈,通过对交流电流的直接控制,使其跟踪指令电流值。直接电流控制中,又有不同的电流跟踪方法,常见的有滞环电流控制(HCC)和预测电流控制,如图6所示是滞环电流控制结构图。它是一个双闭环控制系统,其外环是直流电压控制环。内环是交流电流控制环,它将电流给定信号与检测到的变流器实际输入信号做比较后,对各开关器件进行控制,使实际电流围绕给定电流做锯齿状的变化,并将偏差电压控制在一定范围内。这种控制机理清晰、简单,电流响应速度快;控制运算中使用电路参数,系统鲁棒性好。其不足之处是开关频率可变,平均开关频率随负载电流的变化而变化,导致开关状态的不稳定性和随意性。预测电流控制是在固定的采样周期内,根据电路的模型选择最优控制电压矢量,再选择合适电压控制矢量来决定三相桥臂各功率器件的通断,使其在采样周期内的平均电压等于估算出的最优控制电压,实际上是以本次采样实际电流与下一个采样时刻的预测电流,参考电流进行比较,求出最优控制电压以及电压空间矢量,使得电流误差最小,迫使下一个采样时刻的实际电流以最优特性跟踪这一时刻参考电流,由图2的变压器,可有方程:
式中:Uk为电源电压;Ldik/dt,Rik分别为滤波电感和开关器件压降;Urk是调制电压的基波分量。设dk为一个开关周期的占空比,则调制电压为:
如果线电流在一个开关周期Ts内由现值ik变到指令值ick,则需要的电流变化率为:
由此可得:
由式(4)得到的占空比来控制开关管的通断,则线电流被迫在规定的开关周期内达到预测值。为使线电流为正弦,指令电流应为:
式中:θc为对开关延迟的补偿。
如图7所示是预测电流控制结构图,这种控制方法的特点是控制简单,类似于幅相控制,电压环响应速度快;缺点是整个系统对参数的变化较敏感。
2.3.3 同步旋转坐标系下的电流控制
同步旋转坐标系下的电流控制框图如图8所示,它是目前应用最广泛的一种控制方式,它采用坐标变换将三相坐标系下的交流量变成直流量,可以用PI调节器进行电流控制,清除静差。在同步坐标系下,d轴和q轴电流是独立控制的,一般情况下,控制d轴电流以控制有功功率,控制q轴电流以控制无功功率,为使整流器运行在单位功率因数的状态下,采用使iq=0的控制方式,由于引入电流状态反馈和电网电压作为前馈控制,使得系统输入电流解耦,提高了动态性能,同时对参数的变化不敏感,稳定性比较高。
3 结束语
近年来,在国内外的整流器研究方面,做了不少的工作,PWM整流器应用将会越来越广泛,单位功率因数整流器的研究已成为电力电子领域的一个热点。综上所述,目前PWM整流器研究主要是探索新的电路拓扑和如何提高整流器的稳态、动态性能。在主电路拓扑方面,除基本的电压源型和电流源型三相单开关和三相多开关PWM整流器主电路外,现已出现三电平、五电平和七电平结构,随着功率器件性能和应用水平的提高,将会有更好的主电路拓扑结构出现。在控制方法方面,目前,已有多种控制策略在整流器中得到应用,如同步旋转坐标系下的电流控制很好地解决了系统的稳定性能问题,但在提高动态性能方面,如何降低系统对参数的敏感程度,可利用如模糊控制、神经网络控制、变结构控制、状态反馈等先进控制技术来提高系统的鲁棒性和其它动态性能;另外,提高系统非对称或非正弦输入电压性能的研究也是目前最新研究重点,其控制策略的关键是电流环的给定,这时,电流给定应满足输入功率因数为1和输出电压无纹波。总之,在国内外,中小型的PWM整流器已有成功的应用,而大功率PWM整流器的应用仍需研究和完善。
参考文献
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PWM整流装置的研发 篇6
在轧钢主线及处理线的传动系统中, 多采用单个PWM整流装置带多逆变装置的多传动结构。相比较二极管整流器和可控硅整流器, PWM整流装置具备能量回馈、功率因数可控、网侧谐波小等优势[1], 是轧钢厂主传动和辅传动的首选配置。其主回路拓扑结构与逆变器一致, 采用IGBT作为驱动器件, 控制方式采用矢量控制和PWM调制。PWM整流器的操控目标是传入电流和输出电压, 而输人电流的操控是整流器操控的关键。传入电流的操控目标是使电流波形成为正弦波且与传入电压同相位。
介绍整流装置的主回路结构、控制电路架构与软件控制策略, 并通过运行试验验证系统的性能。
1 整流装置硬件设计
1.1 主回路拓扑结构
所开发的整流装置容量为200k VA, 采用两电平拓扑结构, 主电路结构如图1所示。进线隔离变压器容量为250k VA;电压比为380V/690V;二次电流为209A;-11接法。L为进线电抗器, 工作电压690V, 容量210A/1.58m H。UDC为直流母线的电容的电压, 所带负载为拓扑结构完全相同的逆变装置, 容量与之相同。
主回路的功率原件选用Semikron公司型号为SKii P1803GB172-3DL V3的IPM模块, 规格为1700V、1800A。3相桥臂使用3个模块, 一个模块内部包含单相桥臂上下两个IGBT、驱动电路、电流传感器和温度传感器。直流母线电解电容规格为2200μF、450V, 一相桥臂用9个, 采用3串3并的排列结构, 3相共27个, 总电容量为6600μF。
1.2 控制电路架构
控制电路的架构如图2所示, 主控板、模拟量接口板、开关量接口板、PWM脉冲输出板、通信板都通过接插件插在背板上, 主控板与其它板卡的控制和逻辑信号通过背板互相传输。电源板提供控制电路所需的各规格电源电压。OPS为便捷化的调试维护器。
主控板采用双DSP方案, 主控芯片为德州仪器的TMS320F2 8335 DSP与OMAPL137, TMS320F23335负责PWM矢量控制算法的运算、PWM脉冲生成;OMAPL137负责信号的采集、处理、通信。2片DSP芯片通过IDT公司的高速16bit双口RAM实现数据通信。CPLD1芯片负责PMM脉冲和故障中断信号的生成;CPLD2负责接受电压、电流和温度传感信号并监测其限幅值, 如果过流就通知DSP封锁PWM脉冲。
2 整流装置控制策略
2.1 PWM矢量控制
PWM整流器控制系统原理如图3所示, 采用电流内环与电压外环的双闭环控制结构, AVR为直流电压PI调节器, ACR为电流PI调节器。电压环AVR的Vdc_R为直流电压参考给定, 反馈Vdc_F为电压传感器采集的实时直流电压, AVR的作用是控制直流母线电压稳定, 在变频系统进行电能再生回馈时控制直流电压保持恒定[2]。电流内环ACR控制整流器进线电流的有功分量Iq和无功分量Id, 其中无功电流要控制为0。电流调节器的输出电压矢量Ed_R和Eq_R经过PARK反变换生成SVPWM所需的两相正弦电压U_α和U_β。SVPWM采用两电平空间矢量调制算法, 输出IGBT所需的6路脉冲信号。
2.2 PLL相位控制
图3中虚线框所包含的是PLL相位控制, 其作用是检测电网电压相位, 运算出abc/dq变换和dq/αβ变换所需相位角θ。整流装置柜中安装了一个220V/7V的同步变压器, 实时同步检测电网的进线电压, 将7V的低电压信号通过模拟量板卡采集进来, 作为控制信号使用, 通过abc/dq变换将其变为d/q轴的电压信号, 只使用Ud_F, 通过PI调节运算和积分运算得出θ。
3 试验波形
整流装置的运行试验波形如图4所示, 系统软件里设置的直流电压控制在1000V, PWM脉冲频率为4k Hz。
图4 (a) 为变压器一次侧交流电压和整流器输入端 (电抗器后端) 的PWM电压波形, 两个通道的纵轴刻度均为500V/div, 横轴刻度为5ms/div。由于变压器采用-11接法, 可以从图中看出, 变压器二次侧的脉冲电压波形超前一次侧的正弦电压波形30°。
图4 (b) 为电抗器的前端与后端的波形对比, 两者同相位, 后端PWM脉冲电压通过电抗器被过滤成前端包含谐波的正弦电压, 再通过隔离变压器转换为图4 (a) 中的网侧正弦波。通过波形可以看出整流装置运行的稳态特性良好。
4 结语
介绍研发的200k VA整流装置的硬件结构和控制原理, 并且给出了运行试验波形。该整流装置能很好地实现直流母线电压的稳定控制和负载侧电机电能的再生回馈。对于冶金行业多传动的应用场合, 其利用价值非常高, 单台大容量整流装置的直流输出端可以带多台逆变装置运行, 能很好地平衡直流母线上所有逆变装置与电网侧的电能交换, 实现能量回馈, 并且控制电网侧功率因数以及电流谐波小。该装置可以提升工厂电能利用率, 帮助用户实现节能环保的目标。
参考文献
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单周期控制PWM整流器的研究 篇7
从拓扑结构看,PWM整流器可分为电流型和电压型[2]。电压型PWM变换器的控制目标一是调节网侧的功率因数,使输入电流跟随输入电压变化;二是调节输出直流电压使其跟随指令电压[3]。由于PWM整流器是强耦合和强非线性系统,用线性的PID控制策略已不能满足系统的要求。国内外学者将一些非线性控制策略引入到PWM整流器中,如模糊控制[4]、滑模变结构控制[5],单周期控制[6]等。纵观几种非线性控制策略,单周期控制在实际控制效果和控制策略工程实现方面有较大的优势,具有抗电源扰动能力强、动态响应快、鲁棒性强、恒频控制、无需检测输入电压、无需锁相环电路、电路简单等优点而被广泛应用在AC-DC、DC-DC、DC-AC、有源电力滤波器(APF)、功率因数校正(PFC)等变换器中,取得了很好的效果[7,8,9,10]。
本文基于单周期控制的基本原理。首先分析了单周期控制PWM整流器基本原理,建立单周期控制PWM整流器的数学模型,仿真实验验证了控制策略的有效性和实用性,最后给出相应的结论。
1 基本工作原理
单周期控制PWM整流器基本工作原理如图1所示。系统由单相桥式PWM整流器和控制电路组成:输入电压us为220 V,50 Hz,输入滤波电感L,经过开关S1,S2,S3,S4 PWM整流后,通过电容C滤波得到直流电给负载R供电。控制电路由误差放大器、积分器、比较器、RS触发器、时钟电路和复位开关几部分组成。
输出直流母线电压采样后与控制基准相比较,误差经PI调节器产生参考信号Vm,锯齿波的峰峰值是2Vm,锯齿波的频率与时钟频率、开关频率相等。
当恒定振荡频率的时钟脉冲(Clock)上升沿到来时,复位开关复位,积分器复位到Vm,RS触发器被置位,同时驱动开关S1,S2导通,直流电压和电源电压加在电感L上,电感电流增加并等于电源电流is。电源电流上升的斜率k1为
k1=(VC+us)/L (1)
式中:VC为直流母线电压;us为输入电压;L为输入滤波电感。
时钟脉冲为零时,积分器将误差信号Vm实时进行积分,当电源电流与锯齿波相等时,比较器翻转,RS触发器被复位,开关S1,S2关断同时开关S3,S4导通,电源电流下降的斜率k2为
k2=(VC-us)/L (2)
下一个时钟Clock到来时,周而复始不断地重复上述过程。系统的第n和第n+1周期输入电流和锯齿波的工作波形如图2所示。
2 单周期控制PWM整流器数学模型
单相单周期控制PWM整流器的拓扑结构见图1。为简化推导过程,特作如下假设:1)开关频率远远大于电源频率;2)忽略开关器件的导通压降和开关损耗,认为开和关的动作都是瞬时完成的。
系统的工作波形见图2。其中开关S1,S2导通持续的时间为t1,电源电流上升的斜率为k1。 开关S3,S4 导通持续的时间为t2,电源电流下降的斜率为k2。由图2可知:
undefined
I*n=In+k1t1=Vm-k3t1 (4)
k3=Vm[1-(2t/Ts)] (5)
式中:In为第n个开关周期电源电流峰值;I*n为第n个开关周期末电流幅值;Vm为误差放大器的输出;k3为锯齿波的下降沿斜率;Ts为开关周期。
联立式(3)、式(4)得
undefined
t2=(In+Vm)/k3 (7)
第n和第n+1周期Δt(t1+t2)时间内,电流的变化量Δis为
undefined
假设t1+t2=Ts,联立式(6)～式(8)分别带入k1,k2,k3得:
undefined
根据假设1)得:
us=L(dis/dt)+(isVC/Vm) (10)
根据式(10)得is的频率响应为
is=us/[(VC/Vm)+jLω] (11)
由式(11)得单周期控制PWM整流器数学模型见图3。
由式(11)VC/Vm≫jωL,可得输入电源电流跟随输入电压变化,并实现单位功率因数。
3 仿真实验
为了验证上述理论的正确性,应用电路仿真软件PSPICE9.2对单周期控制PWM整流器进行仿真实验研究。电路参数如下:输入电源电压220 V, 50 Hz, 开关频率20 kHz, 输入滤波电感2.5 mH,滤波电容2 200 μF,负载电阻150 Ω。仿真采用实际的电路模型,考虑了实际的电路驱动能力和功率管开关时间。
1)输入电压和输入电流。
由图4可以看出,输入电流很好地跟踪输入电压,输入电流总谐波畸变率THD=2.43%,输入功率因数PF=0.997,实现了功率因数校正的目的。
2)输出电压见图5。
单周期控制PWM整流器在刚开始启动时,输出电压上升很快,同时输出电压没有过冲,这是单周期控制的优点。在40 ms后输出电压稳定在350 V左右。满足负载对输出电压的要求。
3)误差放大器输出、比较器输入和驱动波形。
由图6可以看出,误差放大器输出误差信号在40 ms后稳定在2 V, 实时检测电流信号与锯齿波信号相比较,当时钟脉冲Clock到来时,RS触发器被置位,同时积分器复位,开关S1,S2闭合,电源电流按一定的斜率上升。时钟脉冲为零时,积分器实时积分,当输入电流与锯齿波信号相等时,比较器翻转,RS触发器被复位,开关S1,S2关断,开关S3,S4闭合,电源电流按照一定的斜率下降。当下一个时钟脉冲到来时,电路周而复始重复上述过程,强迫输入电流跟随输入电压变化,实现单位功率因数。
4 结论
单周期控制属于非线性控制策略的范畴,由于其独特的优越性,并且在工程实现方面比较容易,所以被广泛应用在各种变换器中,具有很好的发展前景。本文对单周期控制PWM整流器工作原理进行了分析,并建立了单周期控制PWM整流器的数学模型,通过仿真实验验证了所提方法的正确性和可行性。
摘要：单周期控制(OCC)具有抗电源扰动能力强、动态响应快、鲁棒性强、恒频控制等优点,而被广泛应用在各类变换器中。单周期控制PWM整流器与传统控制PWM整流器相比,不需要检测输入电压、不需要锁相环电路和其它同步电路,只需检测输入电流和输出电压,用模拟器件就可实现控制策略。具有电路简单、成本低、可靠性高等优点。提出基于单周期控制单相PWM整流器,理论和仿真实验证明控制策略的有效性和实用性,实现了变换器的输入端单位功率因数。
关键词：PWM整流器,功率因数校正(PFC),单周期控制(OCC)
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单相整流负荷谐波功率需求建模分析 篇8
随着电力电子技术的发展,配电系统中非线性整流设备越来越多,对电网产生不容忽视的谐波污染[1,2,3,4,5]。其中,单相整流负荷产生的谐波电流经电网传递后,会产生附加电能损耗,危害电网监控、计量设备正常工作,对电力系统的节能高效运行产生不利影响[6,7,8]。如何有效地确定整流负荷的谐波功率及其流向,对评估负荷谐波损耗、合理设计电能计费标准以及计算含谐波源电网的谐波潮流分布具有重要意义[9,10]。因此,需要深入研究非线性整流负荷的谐波功率特性及解析计算方法。
采用时域仿真[11]和频域解析[3,12,13]均可对整流负荷进行谐波建模分析,但考虑到其交流侧谐波电压电流之间的时域非线性耦合关系,频域方法更能直观地表征出整流装置谐波产生机理。文献[12-13] 根据单相不控和相控整流负荷运行特性,建立了频域谐波耦合导纳矩阵模型,将整流负荷的时域非线性转换成频域线性矩阵形式,实现谐波电流的解析计算,但未对单相整流负荷的谐波功率特性及其解析建模进行分析。目前,对单相(非线性)整流负荷谐波功率及其流向的研究相对较少,文献[14]针对单相半波整流电路,利用时域仿真研究了整流负荷的谐波功率特点,但未给出非线性整流负荷的谐波功率解析式。文献[15]对三相整流电路的功率流向及功率计算进行分析,探讨了电源含与不含谐波情形下系统总有功功率与基波功率的关系。文献[16] 在分析瞬时功率构成基础上,推导了三相电压、电流其中之一或两者都发生畸变时的瞬时功率表达式。但是,文献[15-16]的谐波功率计算均未考虑整流负荷端电压电流各次谐波分量间的耦合关系,无法定量地准确解析非线性负荷的谐波功率。
本文通过研究单相整流负荷各次谐波有功和无功功率及其流向特点,构建计及谐波耦合的单相不控和相控整流负荷功率需求模型。通过仿真分析, 验证该模型的正确性。最后,定义谐波有功和无功功率导纳矩阵,分析该矩阵元素的物理意义和幅值变化规律,探讨单相整流负荷端电压不同谐波成分对其谐波功率的贡献程度。
1单相整流负荷谐波功率及其流向分析
配电系统中常见的谐波源负荷,如台式计算机、 紧凑型荧光灯、洗衣机、微波炉等,多为非线性单相整流负荷,其等效电路[12,13,17]如图1所示。电网电压经单相不控和晶闸管相控桥式整流电路后,为直流侧阻容负载(RC并联)和阻感负载(RL串联)供电,生成脉动的直流电流。该电流再经整流电路与电网耦合,导致负荷交流电流发生谐波畸变,谐波电流经电网传递后,将使系统产生谐波功率损耗。
为分析单相不控和相控整流负荷的谐波功率及其流向特点,建立图1所示的仿真模型,设电网电压Vs=2200 V,系统阻抗Zs=11+j5 。图1(a)的直流侧负载R=1 490.7 ,C=50 F;图1(b)晶闸管触发角为60,直流侧负载R=200 ,L=2 H。在此条件下,流过单相不控和相控整流系统的电流谐波, 以及网侧(a点)和负荷交流侧(b点)的电压谐波分别如表1、表2所示。整流负荷的非线性使流过系统的电流ia(t)或ib(t)出现谐波分量,经系统阻抗作用后导致交流侧电压vb(t)发生畸变。
根据功率的定义,仅次数相同的谐波电压和谐波电流才能产生有功和无功功率[16],得到表3、表4的a、b点各次谐波有功和无功,其中a、b点基波功率均为正值,以基波功率方向为基准,整流负荷谐波功率均为负值。表3中流过b点的基波有功、谐波有功分别为118.372 W、-2.025 W,由于电网电压仅含基波分量不吸收谐波功率,该部分反向流出的谐波有功由电阻Rs消耗。可见单相整流负荷为典型的谐波源,是产生各次谐波功率的来源,而各次谐波的有功功率由基波功率转化而来[15]。当电网电压不含谐波时,电网输出的全部有功均来自基波功率,基波有功流向非线性负荷后,其部分有功将转化成谐波有功注入电网。此外,表3、表4表明系统阻抗的损耗由基波功率和谐波功率共同提供,二者功率损耗均来自基波能量,但其方向相反。
2计及谐波耦合的单相整流功率需求建模
正常运行时,每个周期内单相不控和相控整流负荷均存在两次导通过程。不同的是,单相不控整流负荷(图1(a))交流侧仅在每个周期电容充电阶段二极管导通时流过电流,考虑到电容充电时间只占交流半周期中的很小部分,交流电流呈间断的脉冲状波形,含有丰富的谐波[4]。单相相控整流负荷(图1(b))受触发脉冲和直流电感的影响,其交流电流非正弦变化,产生谐波电流分量。畸变的交流电流经系统阻抗后,使单相整流负荷交流侧电压产生若干奇次谐波分量,设单相整流负荷的端电压为
式中:h=1, 3, 5, …为奇次谐波次数;Vh和 φh为h次谐波电压有效值和相位;H为研究的最高电压谐波次数。根据单相整流负荷的工作原理,结合负荷交流侧电压、电流谐波分量之间的耦合关系,已有研究建立了负荷的谐波耦合导纳矩阵模型[12,13]
式中:Ik为交流侧谐波电流向量;Vh和Vh*为谐波电压及共轭向量;Y+和Y为谐波耦合导纳矩阵, 单相不控和可控整流的矩阵元素见文献[12-13]。
2.1单相不控整流负荷功率需求模型
根据电力系统复功率的定义
联立式(1)~式(3)得单相不控整流各次谐波功率
式中:k=1, 3, 5, …为功率谐波次数;R、C为直流侧负载;、为二极管的导通、截止角,可根据文献[12]的方法求解。
2.2单相相控整流负荷功率需求模型
同理,单相相控整流负荷的各次谐波功率为
其中,
式中:φ1为基波电压相位;m为晶闸管触发角;分别为直流侧等效电阻和相位。式(4)、式(5)和式(7)、式(8)即为单相不控和相控整流负荷的功率需求模型。该模型计及了整流负荷谐波电压和电流之间的耦合关系,实现任意给定条件下单相整流负荷谐波功率的精确计算及其流向确定,具有良好的适用性。该模型的建立为含谐波源负荷的电网潮流计算、非线性负荷谐波损耗电能计算及计费方法提供了理论基础和决策依据。
3仿真验证
3.1功率需求模型验证
采用提出的模型计算不同条件下单相不控和相控整流负荷的谐波有功和无功功率,比较本文算法和Matlab/Simulink仿真的结果,验证单相整流负荷功率模型的有效性。利用图1的直流负载条件,负荷端电压谐波条件见表5,基波分量的幅值为220V,相位为0,各次谐波相位均以基波相位为参考。
图2显示了不同谐波条件下,单相不控和相控整流负荷各次谐波功率的仿真和计算结果,其中3、 5、7次谐波有功和无功的含量相对较大。与表3和表4不同的是,交流侧谐波电压分量的作用使负荷谐波功率出现正值,即谐波功率从交流侧流向整流器。对比图2,采用功率需求模型计算的单相整流负荷各次谐波有功和无功功率与仿真结果相吻合。 为进一步分析该模型的精确度,表6给出了相应谐波条件下的单相不控和相控整流负荷,各次谐波有功和无功功率相对误差,以仿真值为真值。表中数据反映出采用该模型计算的谐波功率误差很小,保持在可接受范围内[12],由此说明本文功率需求模型推导的正确性。
3.2功率需求特性分析
根据单相整流负荷功率需求模型,可分析端电压不同谐波成分对各次谐波功率的贡献大小。定义谐波有功和无功功率导纳矩阵,将单相不控整流负荷的谐波功率模型式(4)和式(5)改写为
式中,fk,h、fk,k和gk,h、gk,k分别为谐波有功和无功功率导纳矩阵的自导纳、互导纳元素,二者共同表征谐波电压对谐波功率的作用。对角线元素fk,k、gk,k表征了第k次谐波电压的平方与第k次谐波有功和无功功率的自耦合关系,而非对角线元素fk,h、gh,k则表征了第k次谐波电压和第h次谐波电压的乘积与第k次谐波有功和无功功率的互耦合关系。单相不控整流负荷的有功导纳矩阵元素具体表达式为
无功导纳矩阵元素为
采用3.1节的负载参数,单相不控整流负荷谐波有功和无功功率导纳矩阵,即式(12)、式(13)元素分布如图3所示,为便于分析,图中各矩阵元素均取绝对值。图3(b)中矩阵元素相对于图3(a)较大,导致表3中负荷交流侧的谐波无功功率大于有功值。 此外,图中各矩阵对角线上的元素随谐波次数的增加而增加,但谐波电压随着谐波次数的增加而显著减小,且功率与谐波电压分量成平方关系,谐波功率依然呈现出随谐波次数增加而减小的趋势。
同理,单相相控整流负荷的功率模型可表示为
式中,
根据图3的参数条件,图4显示了单相相控整流负荷谐波有功和无功功率的导纳矩阵,即式(16)、 式(17)的元素分布。为便于分析图中各矩阵元素, 以有功、无功导纳元素最大值f1,1和g1,1为基准,将导纳矩阵元素标幺化。相对于单相不控整流负荷(图3),图4中各矩阵元素大小随谐波次数的增加而减小,无功矩阵元素相对于有功较小。两个矩阵的主对角线元素幅值均很大;而无功矩阵第1列元素为零,以第1行元素为主。有功和无功导纳矩阵的上述特性使单相不控和相控整流负荷功率模型进一步简化,为满足工程实际应用需求提供理论依据。
4结论
本文建立了计及谐波耦合的单相不控和相控整流负荷功率需求模型,研究了整流负荷端电压不同谐波成分对其谐波功率的贡献大小。通过仿真分析, 验证该功率需求模型能有效计算不同谐波条件下的各次谐波有功和无功功率,具有较高精度。本文提出的功率模型为分析非线性整流负荷谐波功率特性及其对电网电能质量与效率的影响提供基础,此外, 还可用于含谐波源系统的非迭代式潮流计算与分析。
摘要：单相整流负荷作为典型的谐波源会对电网产生谐波污染,引起附加的谐波功率损耗。基于单相整流负荷工作原理,分析其各次谐波有功和无功功率流向特点,分别建立单相不控和相控整流负荷的功率需求模型。该模型计及整流器端电压和电流各次谐波分量之间的耦合关系,实现了整流负荷谐波功率的精确计算。利用仿真分析验证了该模型推导的正确性,并进一步定义了谐波有功和无功功率导纳矩阵。通过分析矩阵元素物理意义和幅值变化规律,确定单相整流负荷端电压各谐波分量对谐波功率的贡献程度。
单相桥式整流电路仿真平台的设计 篇9
1 单相桥式全控整流电路建模
单相桥式全控整流电路电路由交流电源u1、整流变压器T、晶闸管VT1-VT4、负载电阻R以及触发电路组成。在变压器次级电压u2的正半周触发晶闸管VT1和VT3;在u 2的负半周触发晶闸管VT2和VT4, 则负载上可以得到方向不变的直流电, 改变晶闸管的控制角可以调节输出直流电压和电流的大小。根据单相桥式全控整流电路原理图, 在Simulink的Powe System工具箱里提取交流电源、晶闸管、RLC串联电路、脉冲发生器、变压器、示波器等元器件。在Simulink操作平台上连接这些模块, 即可构成单相桥式全控整流电路模型, 图略。
2 GUI界面及仿真实现
利用Matlab GUI功能建立了整流电路的仿真界面, 该界面集参数设置、电路说明、模型修改、模型查看、仿真操作、结果显示和结果显示辅助工具等为一体, 大大减化了仿真操作流程, 极大提高仿真测试效率。
整流电路仿真界面分为电路原理图显示区、参数设置区、波形显示区、功能按钮区, 点击“单相桥式全控整流电路原理图”, 即会在电路原理图显示区中显示单相桥式全控整流电路原理图。要进行参数设置, 可以直接在对应的方框中输入数值, 然后点击按钮“仿真开始”, 则会在右边的波形显示区中显示相应的波形。点击右下角的“电路模型”后则会显示Simulink下单相桥式全控整流电路的仿真电路。在仿真界面上, 既可以改变参数的值来得到不同的波形, 也可以直接进入电路的Simulink模型中进行修改。
该软件平台的技术要点主要包括: (1) MATLAB GUI中对S IMULINK模型的调用; (2) SIMULINK模型中仿真算法的选择; (3) 如何将SIMULINK中仿真输出的波形和数据在GUI界面中直观的显示。
在单相桥式整流电路仿真中, 将交流电源电压设置为100 V, 相位角为0°, 频率为50 Hz, 设置仿真结束时间为0.16 s, 脉冲宽度为10, 取R=20, L=20, C取20, 仿真得到的结果如下图所示。
当学习者改变电路参数, 如改变负载、信号源、触发角等, 输出波形会发生明显的变化情况, 从而可以更好地帮助他们理解电路的功能。
3 结论
计算机辅助设计方法已经进入电子设计的领域并广泛应用, 仿真软件的应用大大有助于提升教学的效率。此次设计以Matlab2009a为软件平台, 利用Power System工具箱完成整流电路的建模与仿真, 同时利用Matlab的图形用户界面 (GUI) 搭建整流电路的分析界面, 借助此界面对Simulink模型进行操作, 能帮助学习者轻松获取不同的仿真波形, 具有很强的教学意义。
摘要：在对单相桥式整流电路建模的基础上, 应用Matlab GUI进行图形界面设计, 帮助学习者建立了一个直观易用的整流电路仿真学习平台。通过在该平台上操作, 如改变相关参数就可以实现不同的仿真显示。
关键词：Simulink GUI,整流电路,仿真
参考文献
[1]齐惠娟, 李敏.基于MATLAB GUI实现随机信号的分析与处理[J].电子设计工程, 2011, 19 (12) :11-14.