IGBT故障

IGBT故障（精选八篇）

IGBT故障 篇1

关键词：TSW2500发射机,IGBT模块,驱动电路

1 前言

TSW2500型短波发射机为瑞士Thales Broadcast&Multimedia AG公司生产的, 是目前国际上最先进的短波发射级。其功率模块采用双功率模块设计, 即每个模块由两个开关单元组成。为保证功率IGBT在高频、高压、大电流下工作, 要设计可靠的栅极驱动电路。一个性能良好的驱动电路要求触发脉冲应具有足够快的上升和下降速度, 即在开通瞬时, 驱动电路应能提供足够大的充电电流, 使IGBT栅源极间电压迅速上升到所需值, 并保持稳定, 以保证其可靠导通, 且不存在上升沿的高频振荡;在关断瞬时, 驱动电路应能提供一个尽可能低阻抗的通路, 供栅极电容电压快速泄放, 以保证其快速关断。脉冲前后沿要陡峭;驱动源的内阻要足够小、电流要足够大, 以提高功率IGBT的开关速度;为了使功率IGBT可靠触发导通, 栅极驱动电压应高于器件的开启电压;为防止误导通, 在功率IGBT截止时最好能提供负的栅-源电压。

2 IHD680驱动器设计

HD680是一款单片双MOSFET高速集成驱动器, 具有完全适用于驱动功率MOSFET的两个大电流输出通道, 且具有低输入电流, 可与CMOS和LSTTL逻辑电路相容。IHD680系列驱动器由两个通道组成, 分别由电隔离电路、过流及短路保护电路、电源电压监测电路、状态确认电路等组成。两个通道各自独立工作, 互相之间没有逻辑连接。

(1) 在IHD系列驱动器中, 控制信号利用脉冲变压器实现电气隔离。IHD所需的驱动信号由控制电路通过MAX626提供驱动, 进行电平转换, 并利用二极管V132、V133实现双向输入限幅保护。输出级被设计成图腾柱 (totem pole) 电路结构形式。这种结构使该芯片具有强大的驱动能力及低的输出阻抗, 其输出和吸收电流的能力可达1.5A, 可对大容性负载快速充放电;对于1000p F负载, 输出上升和下降时间仅为25ns, 逻辑输入到驱动输出的传输延迟 (上升沿或下降沿) 仅为20ns, 因而可高速驱动功率MOSFET。MAX626输出驱动信号分别加于IHD680差分输入端IN1+和IN2+, IN1-和IN2-连接到控制电路的地端。加于输入端IN1+和IN2+的信号的正沿使相应的IGBT接通, 负沿使其关断。

(2) 输出端S01+和S01-以及S02+和S02-用于状态指示。S01+和S02+接到光耦晶体管的集电极, S01-和S02–连接到发射极并接地。当光耦三极管处于导通状态时, S01+和S02+输出低电平, 表示正常;由于光电耦合器中的发送和接收存在电容耦合, 因此在状态输出端连接由R136、C136、R138、C138组成的RC网络, 可以防止由于IGBT的高电平跳变, 输出端S01和S02发生短的尖峰脉冲,

(3) Ucc和GND端是IHD驱动器的电源, 额定电压为12~15V。具有高纹波电流低感抗的电解电容C140连接到电源的两端。

(4) G1和G2是驱动IGBT门极的驱动信号输出端, 有效电压为±12~±15V。在门极输出端串接电阻 (三个10Ω电阻相并) ;为了防止由于寄生效应 (例如密勒效应) 而使门极电压上升, 产生一个超越额定门极电压的值。如果峰值电压超过IGBT标称的最大电压, 会使短路电流过量, 从而导致IGBT损坏, 进而导致失效, 在IGBT的门极与发射极之间连接的齐纳二极管 (V149、V150反相串联连接) 对电压进行钳位, 应使IHD驱动器和IGBT的走线长度尽可能短, 以此限制电感引起的振荡效应。

(5) ME1和ME2端子用于测量IGBT处于导通状态时的电压降, 以保证短路和过载时对其进行保护。为保护该测量端不受IGBT集电极高压的影响, ME1ME2串接56Ω电阻R145后与两个型号为1N4007二极管V145、V146串联起来.

(6) 在REF1和REF2端子上分别与E1E2连接一个齐纳二极管.当ME1或ME2 (测量集电极) 的电压高于Ref1或Ref2的电压时, IHD系列智能半桥驱动器能起到过压保护功能。

(7) 电解电容C141、C145连接到Cs1和COM1及Cs2和COM2两端, 它们在DC/DC转换器的次级起退耦作用, 并且能为门极电容充、放电提供达8A的脉冲电流。为保证DC/DC转换器启动时不出问题, 每个通道的电容值为100μF, 为避免次级工作电压升高, 在耦合电容两端并联一个16V稳压管V141、V145。

3 常用故障维护

(1) 在发射机正常工作时, 经常会出现模块充电正常, 但加上高压IGBT倒通后, 某块模块关断, 屏显“TSM MODEL FAULT”, 重新充电后加高压故障现象一样, 将该模块下机用专用测试电源给双功率模块加电测试, VT100终端 (或带仿真软件的PC机。终端或计算机的串口必须设置为:9600波特率, 8位数据位, 1位停止位, 无奇偶校验位。如图1所示用专用测试电源给双功率模块加电测试, 电容充电到24V以上, 接触器闭合。

手动测试时发出一个频率和占空比可变的测试音频。F:代表频率;代表占空比。比如要产生一个1k Hz, 占空比50‰的信号, 命令为:“F 1000 50”。要关断测试音频, 命令为:“F 0 0”。如图2所示为模块工作正常时的驱动电流及工作电压, 发命令:>f1000 50后显示的模块数据 (注意模块电流和模块功率) :

用示波器观察故障模块A33芯片MAX626输入和输出, 发现MAX626输出无反相驱动信号, 电流为0。

测试结果如下:TEST 4:IGBTSwitching Korrelation:FAIL

TEST 5:Min.swithing Time Test:FAIL

TEST 6:Min.Off Time Test:FAIL

TEST 7:Current Measurements:FAIL

故推断为芯片MAX626损坏, 驱动不了负载。

(2) 发射机正常工作时, 某块模块关断, 重新充电接触器K1不吸合。用专用测试电源给双功率模块加电, 测接触器K1线包无电压。接触器K1是通过ZSE10板上的继电器K121进行控制的, 当模块上电容电压充电达到到一定值后, 微处理器发出接触器合命令RELAY-A (高电平+5V) , 经由A32后变为低电平使K121的继电器吸合 (图3) 。

本文通过对IGBT门极驱动特点的分析及实际应用中故障案例的分析, 使大家对IGBT的应用有一定的了解, 可作为维护TSW2500发射机功率模块的参考。

参考文献

[1]陶礼学, 姚钢, 周荔丹, 陈陈.基于IGBT的±10kvar STATCOM装置设计[J].电力自动化设备, 2006, 26 (5) :61-65.

IGBT的保护 篇2

关键词：IGBT；MOSFET；驱动；过压；浪涌；缓冲；过流；过热；保护

引言

绝缘栅双极型晶体管IGBT是由MOSFET和双极型晶体管复合而成的一种器件，其输入极为MOSFET，输出极为PNP晶体管，因此，可以把其看作是MOS输入的达林顿管。它融和了这两种器件的优点，既具有MOSFET器件驱动简单和快速的优点，又具有双极型器件容量大的优点，因而，在现代电力电子技术中得到了越来越广泛的应用。

在中大功率的开关电源装置中，IGBT由于其控制驱动电路简单、工作频率较高、容量较大的特点，已逐步取代晶闸管或GTO。但是在开关电源装置中，由于它工作在高频与高电压、大电流的条件下，使得它容易损坏，另外，电源作为系统的前级，由于受电网波动、雷击等原因的影响使得它所承受的应力更大，故IGBT的可靠性直接关系到电源的可靠性。因而，在选择IGBT时除了要作降额考虑外，对IGBT的保护设计也是电源设计时需要重点考虑的一个环节。

1IGBT的工作原理

IGBT的等效电路如图1所示。由图1可知，若在IGBT的栅极和发射极之间加上驱动正电压，则MOSFET导通，这样PNP晶体管的集电极与基极之间成低阻状态而使得晶体管导通；若IGBT的栅极和发射极之间电压为0V，则MOSFET截止，切断PNP晶体管基极电流的供给，使得晶体管截止。

由此可知，IGBT的安全可靠与否主要由以下因素决定：

――IGBT栅极与发射极之间的电压；

――IGBT集电极与发射极之间的电压；

――流过IGBT集电极－发射极的电流；

――IGBT的结温。

如果IGBT栅极与发射极之间的电压，即驱动电压过低，则IGBT不能稳定正常地工作，如果过高超过栅极－发射极之间的耐压则IGBT可能永久性损坏；同样，如果加在IGBT集电极与发射极允许的电压超过集电极－发射极之间的耐压，流过IGBT集电极－发射极的电流超过集电极－发射极允许的最大电流，IGBT的结温超过其结温的允许值，IGBT都可能会永久性损坏。

2保护措施

IGBT故障 篇3

作为电力电子装置中能量变换的主体部分, 整流电路易受到电磁环境的影响而发生损坏, 会在功率器件上产生潜在的故障[1]。功率器件的短路故障已有成熟的方案, 即通过硬件电路检测IGBT的D-S压降, 可以准确判别故障管[2]。而IGBT的开路故障, 一方面是由于过流烧毁, 导致开路;另一方面是由于接线不良、驱动断线等原因导致的驱动信号开路。开路故障发生后往往整流系统还能够继续运行, 由于其通常情况下不会引发大幅过电流或过电压、欠电压现象, 所以不易被发现, 但其危害较大, 易发生过流故障。因此需要对其进行故障诊断, 并使用诊断的结果去触发保护动作、实现故障的隔离[3,4,5]。

在功率器件开路故障诊断方法上, 主要有电流检测法和电压检测法两类。电压检测法[6]通过考察变频器故障时电机相电压、线电压或中性点电压与正常时的偏差来诊断故障。只需要四分之一基波周期便能检测出故障, 大大缩短了诊断时间。电流检测法最为常用, 其又派生出平均电流Park矢量法[7,8]、单电流传感器法[9]和电流斜率法[10]等。

综上所述, 本文从比较整流器在正常和故障工作模式下不同的工作特征出发, 分析功率器件门极信号和三相交流侧线电压的不同组合关系, 来建立故障特征向量, 继而提出一种PWM整流器功率器件故障诊断策略, 以此来达到故障器件定位的目的。

2 整流器正常工作模式分析

本文以三相电压型PWM整流器为研究对象, 图1为整流器拓扑结构。

如图1所示, 三相PWM整流器包含3个整流桥臂 (A, B, C) , 每个桥臂由2个功率器件IGBT (VTi, i=1, 2, 3, …, 6) 及与其反并联的续流二极管 (VDi, i=1, 2, 3, …, 6) 组成。整流桥臂由二值门极信号 (Si, i=1, 2, 3, …, 6) 控制功率器件的通断, 当Si=1时, IGBT导通, 而Si=0时, IGBT关断。为便于说明, 只考虑2个桥臂的工作情况。

在整流器正常工作时, 研究A, B 2个桥臂的电流流通情况和线电压关系。由于单个桥臂中2个功率开关管工作在互补的方式下, 所以只需考虑门极信号S1和S3, 因此2个桥臂共有4种开关模式, 又由于相电流ia, ib的流向, 故每个桥臂共有16种工作模式。在不考虑死区时间的情况下, 通过不同的开关组合可以在整流器的交流侧上产生3种线电压等级 (+Vdc, 0, -Vdc) 。为了便于说明, 这里只绘出其中4种典型的工作模式, 如图2所示, 电流方向以流入整流桥臂为正。表1所示为16种工作模式下的线电压等级。

可以明显的看出, 在整流器正常工作时, 无论相电流方向如何, 一种开关组合只对应一个线电压值。

3 整流器故障工作特征

3.1 故障行为特征

3.1.1 VT1管开路时的故障特征

当VT1管开路时, 其主要故障特征集中在相电流ia<0的半个周期内, 以ia<0, ib≥0的时间段为例, 其故障状态下的两桥臂工作模式见图3。

图3中黑体所示为施加驱动信号的功率开关管, 粗实线器件为电流流过的通道, 坐标轴虚线部分为正常工作情况下的线电压。由图3可知, 在t1和t2时刻内由于VT1出现开路故障, 电流不能通过VT1流向交流侧, 只能通过二极管VD2进行续流, 这样使得结点A通过VD2接到了直流侧负极上, 则t1时刻内S1=1, S3=1, VT3导通时, 结点B通过VD3接到了直流侧正极, 此时线电压由原来的uab=0变为uab=-Vdc;t2时刻内S1=1, S3=0, VT4导通时, 节点B通过VT4接到了直流侧负极, 线电压由uab=Vdc变为uab=0。与正常工作情况相异, 且当ia<0, ib<0的时候分析情况类似, 结果也相同。

3.1.2 VT4管开路时的故障特征

与分析VT1类似, 当VT4管出现开路故障时, ib流入B相桥臂才会在相电流上出现畸变波形。以ia≥0, ib≥0的情况为例, 来说明VT4出现开路故障时的工作方式。如图4所示, 当相电流ib流入B相桥臂时, 由于VT4管的缺失, 使ib不能通过VT4流向直流侧负极, 则B结点只能通过VD3与直流侧的正极相连。所以在t1时间段内, 开关信号S1=1, S3=0时uab=0或在t2时刻, S1=0, S3=0时uab=-Vdc, 都与正常工作情况下的uab出现偏差。在ia<0, ib≥0时与上述分析类似, 结果也一样。

3.2 故障特征建立

相同的方法可以用于对VT2, VT3发生开路时的故障分析, 由此可以得出各管发生开路故障时的故障特征, 如表2所示。

其中空白格表示该功率器件没有参与该相电流在相应的电流半周内的流通, “—”表示该IGBT没有导通 (即Si=0) , 这两种情况下由于开关管并没有工作, 所以其发生故障后对于整个系统是没有影响的, 所以不再列举。

从表2可以看出每个管的故障可以用唯一的门极信号和线电压关系来表示, 互不冲突。以VT1管故障为例, 在门极信号相同的情况下, uab由0变为-Vdc或者是由+Vdc变为0, 因此可以用S1=1, S3=1并且uab=-Vdc或者是S1=1, S3=0并且uab=0唯一的代表VT1管的故障。由此可以建立以门极信号和线电压的组合在整流器正常工作和故障工作情况下的不同变化来作为单管开路故障的故障特征向量, 从而提出一种故障诊断的方法。从表3中选取4组比较典型的信号组合来代表每个管发生单管开路故障时的故障特征向量。

故障特征向量建立如表3所示, 表3中Ti (i=1, 2) 代表线电压uab的变化信号:当uab由0变为-Vdc时T1=1, 否则T1=0;当uab由0变为+Vdc时T2=1, 否则T2=0。为了简化诊断电路, 对于每个管的故障特征向量只选取了一种组合来代表其故障信号。

通过故障特征向量表得出故障检测信号可以用下式描述:

式中:FTi (i=1, 2, 3, 4) 为第i管故障信号。

3.3 故障诊断拓扑结构

通过上述的分析, 若一个开关管发生开路故障时, 只要采集到门极信号和对应线电压的变化信号Ti (i=1, 2) 就能实现故障诊断和定位。由故障特征向量表3和式 (1) ~式 (4) 可以得到诊断拓扑结构如图5所示。

该诊断电路包括3个部分:信号采集、比较环节、故障信号生成。信号采集包括两个方面的采集:一个是线电压uab的采集, 从上述分析可知采集到的线电压只有3个值:+Vdc, 0, -Vdc;另一个是门极信号S1和S3的采集, 若采集到的是S1=0, S3=0的信号, 则需通过反相器生成-S1=1, -S3=1的信号再输入比较环节中去。比较环节由2个比较器组成:Comp-1和Comp-2。比较器Comp-1是用于检测VT1和VT4的故障, 将采集到的线电压信号uab与一负值门槛电压-Vth进行比较, 如果发现uab小于-Vth则输出为T1=1, 否则输出为T1=0;同理, 比较器Comp-2用于检测VT2和VT3的故障, 将线电压信号uab与一正值门槛电压+Vth进行比较, 如果发现uab大于+Vth则输出为T2=1, 否则输出为T2=0。在实际工作中, 考虑到线电压uab受直流侧电压波动的影响, 电压值不会精确的等于+Vdc, 0, -Vdc, 因此在实际操作中门槛电压Vth的选取一定要谨慎。最后将采集和比较后得到的信号输入到4个逻辑与门中进行处理生成故障信号, 实现故障诊断和定位。

4 仿真结果分析

为了验证提出的诊断方法的可行性和有效性, 本文采用Matlab/Simulink建立仿真模型验证。仿真过程中模拟整流器正常工作和故障工作状态下的情形, 以验证本文所提出方法的可靠性与误诊的情况。仿真时序波形图如图6所示。

时序图分为两个部分, 从0.055 5 s到0.056 s时刻为整流器的正常工作模式, 在0.056 5 s的时刻VT1管发生开路故障, 可以看到诊断电路能够正常工作, 快速地产生故障信号FT1, 验证了该方法的可行性。但在没有故障的时候, 当S3处于高电平, 会在S1的上升沿时刻产生一个错误的故障信号, 这样会导致故障诊断的不准确。对于这个问题, 本文通过在门极信号的采集过程中添加延时补偿来避免这个现象的出现。总的延迟时间补偿可由下式得到:

式中:tdelay-on, tdelay-off为添加在门极信号Si上的延迟时间;ton和toff为IGBT的开通时间和关断时间;ts为电压传感器的延迟时间;tsk-min为最小脉冲宽度。

最终用S1′和S3′代表添加延迟时间补偿后的延迟门极信号。则新的故障检测信号改变为

在添加延时补偿后的仿真波形如图7~图9所示。

图7所示的是当VT1管发生开路故障的故障仿真图, 依次是交流侧电流畸变波形, 线电压变化波形以及故障信号生成波形。在0.3 s时产生故障, 从仿真图中可以看到, 在故障产生后, 相电流ia大于零的部分与正常工作时的相同, 而小于零的部分跌落为零, 由于系统是双闭环控制, 所以其他相电流也受到影响而发生畸变。同时在仿真图中也看到了uab在故障后发生了明显的变化。最终在FT1的图中可以看到故障发生后会在很短的时间内就产生故障信号, 并且准确地指示出是VT1发生了故障。

图8所示的是当VT4管发生开路故障时的仿真波形, 与VT1不同的是:相电流ib小于零的部分与正常工作状况下的相同, 大于零的部分跌落为零, 线电压uab的变化情况相似, 同样也产生了对应于VT4的故障信号FT4, 诊断正确。

图9为当VT2和VT3管同时发生故障时的仿真波形。由于每个管的故障特征向量都是唯一的, 并不互相冲突, 所以本文提出的方法对于多管故障诊断也是有效的, 诊断结果是正确的。

5 结论

本文提出了一个针对电压型PWM整流器中IGBT发生开路故障时的诊断方案。通过比较正常和故障工作方式下门极信号和线电压的变化情况, 建立故障特征向量, 由此来提出诊断和定位的方法。仿真结果显示, 本文提出的方法能够在故障发生后的短时间内对PWM整流器主回路功率器件的单管开路故障进行可靠诊断, 同时对于多管的开路故障也能实现准确的判断和定位。经仿真测试, 该方法在空间矢量、传统滞环及其改善后的算法中都能达到精准诊断的效果。在本文所提出的方法中, 只需采集到门极信号和少数几个电压传感器就能实现故障诊断电路, 使得检测过程在达到准确诊断的同时还能简化了诊断系统。

摘要：以三相电压型PWM整流器为研究对象, 研究了在主回路IGBT开关管发生开路故障后整流器的故障特征, 通过比较正常和故障工作方式下门极信号和交流侧线电压的变化情况, 建立故障特征向量, 由此提出了依靠检测门极信号和交流侧线电压在功率器件发生开路故障后的变化作为诊断策略的方法, 经仿真验证, 该方法能准确地诊断和定位出发生故障的功率开关器件, 并对于单管故障和多管同时故障的检测都有显著的效果。

关键词：PWM整流器,故障诊断,IGBT开路

参考文献

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IGBT故障 篇4

风能是一种无污染的可再生能源,它取之不尽,用之不竭,且不造成环境污染。现在全世界对风电的强烈关注,使得风力发电技术和相关设备产业迅速发展,风电变流器是连接风力发电机和电网间的桥梁,而大功率半导体器件决定了变流器对电能转换的性能,所以大功率半导体器件的作用非常重要。目前,在风电变流器中应用最为广泛的是绝缘栅双极型晶体管(Insolated Gate Bipolar Transistor,简称IGBT)。本文通过对风电变流器中IGBT常见故障的种类及原因的分析,总结了各种故障的特点和检测方法,并给出了应对措施。

1 故障的种类及原因

1.1 故障电流

故障电流是指超过安全工作区的集电极或漏极电流,一般由错误的控制或负载引起。故障电流可通过以下机制导致功率半导体损坏:高功率损耗导致的热损坏;动态雪崩击穿;静态或动态的擎住效应;过电流引起的过电压。

故障电流可以进一步划分为:

(1)过电流。主要特征:集电极电流di/dt过低(取决于负载电感和驱动电压);故障电流通过直流母线形成回路;晶体管没有离开饱和区。可能原因:负载阻抗降低;逆变器控制出错。

(2)短路电流。主要特征:集电极电流急剧上升;故障电流通过直流母线形成回路;晶体管脱离饱和区。可能原因:桥臂直通短路,由于开关失效或者错误的驱动信号供给桥臂而引起;负载短路,由于绝缘失效而引起或者因人为的失误而引起(例如误接线)。

(3)对地故障电流。主要特征:集电极电流的上升速度取决于接地电感和作用于回路的电压;对地故障电流不经过直流母线形成封闭回路;晶体管脱离饱和与否取决于故障电流的大小。可能原因:在带电导线和大地电位之间存在连接(由于绝缘的失效或人为的失误)。

1.2 故障电压

当功率半导体的雪崩击穿电压被超过时,即为这里所讨论的危险过电压。对于IGBT而言,过电压可在集电极和发射极之间发生,即在主电路端子之间,也可以在栅极和发射极之间发生,即在控制端子之间。

(1)电路端子间的过电压原因:在变流器正常运行时,负载电流被有源开关主动关断;在硬开关变流器或零电流开关变流器中,快速二极管被动关断,产生反向恢复电流及di/dt;在电压型变流器短路时以及短路电流关断期间,出现高的di/dt;电流型变流器出现故障时,被迫主动中断含有大电感的电流。另外,在电力电子器件中的过电压也可以由串联开关的静态或动态不对称产生,过电压可以以周期性(从数赫兹到数千赫兹)或非周期性的形式出现于变流器的正常运行以及故障运行期间。

(2)控制端子间的过电压起因:驱动电源的电压故障;米勒电容的dv/dt反馈(流向栅极的位移电流);发射极或源极的di/dt反馈;在有源箝位期间栅极电压的上升。

1.3 过温

如果超过器件制造商所给定的最高结温则会出现危险的过温。在变流器运行期间,过温可能产生于:由故障电流引起的功耗增加;由驱动器故障引起的功耗增加;冷却系统的故障。过温或者瞬态过热都会对IGBT的使用寿命造成影响,所以不要在温度临界处使用IGBT。

2 故障的检测及应对措施

逆变器中的故障可以在不同的节点检测,对被检测到的故障的反应也可能各不相同。这里讨论快速保护,是故障在开关内部被检测到,并且开关由驱动器直接关断。开关的总响应时间大概有数十纳秒。若故障检测位于开关之外,则故障信号首先被送至逆变器的控制板,并从那里出发并触发故障反应程序,这也可以起到保护作用,只是没有快速保护那么迅速,现在的变流器大多是2种保护措施结合使用。

2.1 故障电流的检测及应对措施

测量可用电流传感器或者分流器,通过降低或限制高额故障电流,特别是在短路和低阻抗的对地短路情况下,晶体管开关可以获得更好的保护。短路电流的幅度可以通过栅极一发射极电压的箝位来降低,除了限制动态短路过电流外,稳态的短路电流也可以通过减小栅极一发射极电压的方法进行处理,这一方法将减小短路期间晶体管的损耗,同时由于需关断的短路电流较低,过电压也随之降低。

2.2 故障电压的检测及应对措施

抑制主电路端子间过电压的方法有加入缓冲吸收网络和有源箝位电路。

(1)缓冲吸收网络。无源缓冲网络的原理是附加一个电容用来吸收储存于换流回路电感中的能量,从而避免电感所感应的危险过电压,此时电容将被充电,形成电压差并限定了过电压的数值。所吸收的能量必须在2个充电过程之间重新释放,以维持缓冲网络的继续运行。对于简单的缓冲网络,这一任务可以通过缓冲电阻的热量转换或回馈至直流母线电容来完成。为了吸收电容和电感之间的寄生振荡,电压箝位可以通过一个网络来完成,用来防止模块端子处直流母线电压极性的寄生变化。在设计电路时,要使缓冲电路本身及其与模块之间连线的电感应尽可能小,无源网络不需要用到任何的有源元件,这是其结构简单之外的另一个优点;但另一方面,过电压的限定值与变流器的工作点相关,因此设计应基于最坏的情况。

(2)有源箝位。在IGBT短路时,关断短路电流的di/dt也会更高,比关断额定电流要高很多,因此短路时电压尖峰更高。所以有可能出现下列情况:驱动器发现了IGBT的短路现象,并且也及时关断,但是由于di/dt太高,产生了非常高的电压尖峰,在关断该短路电流后仍然可以打坏IGBT,所以,就需要有源钳位电路的保护。

若采用一般IGBT驱动电路,当发生短路或过流故障时,为了限制关断过电压,IGBT经阻值较大的电阻关断。这将使栅射电压缓慢下降,从而消除显著的关断过电压。然而,这是一种开环的控制方法,无法完全保证IGBT在任何情况下都能够安全关断。并且任何短路检测方法都需要一定的检测时间,如果IGBT关断信号在短路故障检测出之前使能,IGBT将发生损坏。

对于一般驱动电路中存在的问题,采用有源箝位的方法,设计一种闭环的保护驱动电路,在栅极和集电极间加入瞬态抑制二极管,在检测到短路故障之后,IGBT经关断电阻关断,当极射电压升高至瞬态抑制二极管的击穿电压时,电流通过瞬态抑制二极管向IGBT门极充电,提高IGBT的门极电压,随着极射电压的继续升高,流过瞬态抑制二极管的电流将增大,实现了对极射电压的闭环保护。

2.3 过温的检测及应对措施

当温度传感器极其靠近半导体器件时,才有可能直接测量结温(例如通过单芯片的集成或将温度传感器置于功率半导体芯片之上)。所以,温度信息可以从对二极管或晶闸管结构的截止电流的评估中得到。在功率管模块的应用中,温度一般是在模块外通过散热片或者是在模块内部通过一个靠近功率半导体芯片的温敏电阻来测量,由于存在热时间常数的关系,所以只能获得有关平均温度的信息。如果在变流器中,当给定的参考值被超过时,系统将会立即关断或降额运行。

3 结语

由大功率IGBT构成的兆瓦级变流器,广泛应用于各种工业中。尤其是近几年来,随着新能源发电技术的不断发展,中大功率IGBT得到了更为广泛的应用。随着变流器容量的提升,风电变流器在整个风电系统的可靠性中所占的比重日益增大。本文通过对IGBT运行中一些常见故障的分析,总结了电流、电压和过温故障的原因,并给出了具体的解决办法来避免IGBT运行中出现的各种故障。

参考文献

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IGBT故障 篇5

绝缘栅双极晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)已成为高频大电流电力电子变换系统中应用最为广泛的一种功率半导体器件。据国外调查显示[1],在电力电子变换器中功率半导体器件是最脆弱的部分,故障率为31%。运行过程中功率器件损坏主要是由于功率波动导致温度波动产生的热机械应力致使器件及封装的机械形变和疲劳损伤累计[2,3],最终导致IGBT器件失效,铝键合线脱落是其最主要的失效模式之一。因此,监测IGBT铝键合线状态即检测其早期故障,是提高其运行可靠性的重要方法。

近年来,国内外对铝键合线失效、状态监测方面已有了大量研究。在失效分析方面,主要是通过仿真研究铝键合线脱落对模块性能的影响[4,5,6]。在状态监测方面,铝键合线失效首先会影响IGBT模块内部的布局,进而影响其端部特性[7,8,9,10],比如饱和压降、门极信号、阈值电压、关断时间等都可以作为状态监测参量反映器件的老化状态。总的来说,在IGBT器件失效机制和可靠性评估方面研究已经有了很大进展。现有可靠性评估方法各有优势,但也有其局限性。通过综合对比,本文采用门极电压的动态变化作为识别IGBT铝键合线故障的特征信号。

键合线脱落导致IGBT芯片内部等效电路发生变化,而这种变化会表现在门极电信号上。由于杂散阻抗难以测量,故可以通过门极电压信号的变化间接反映故障对杂散阻抗的影响。本文通过实验测取VGE,分析其在铝键合线故障过程中的变化规律,在此基础上利用小波并能量熵理论对门极电压信号进行次小波包分解并提取故障特征信息,为IGBT状态监测提供了依据。

1 IGBT模块的失效机理及结构特性

1.1 失效机理

研究功率器件失效机理是对其进行状态评估的基础。图1为IGBT模块的层状结构。各层材料的热膨胀系数(CET)不同,使得模块承受热冲击或循环加热冷却时,不同材料的热机械应力不同导致键合线熔断或脱落,最终导致IGBT模块失效。当器件在超过额定的电压或电流范围内工作时,可能产生过电应力,功率损耗增大,器件局部过热,甚至使材料熔化,形成短路或开路,也就是说电应力还会过渡到热应力,最终导致芯片失效。

通过上述分析,IGBT的失效过程可以概括为:器件工作过程中,热应力、电应力等因素使得IGBT模块内部的物理参数发生变化,通过铝键合线的电流重新均流,使得通过个别铝键合线的电流增大,从而加速铝线的熔断,当所有铝键合线都脱落时就会造成芯片失效。

1.2 结构特性

铝键合线发生脱落故障后影响IGBT器件整个杂散参数网络。门极电路的杂散参数来自于铝键合线和IGBT芯片。

铝键合线与芯片都包含有杂散电阻、杂散电感、和杂散电容,各铝键合线之间还存在互感,为简化分析,铝键合线之间的互感忽略不计,且认为与铝键合线有关的参数主要是杂散电阻和杂散电感,每根铝线分别有杂散电阻和杂散电感的串联,与IGBT芯片有关的杂散参数主要是杂散电容。

IGBT芯片由MOSFET和BJT两部分组成,图2为IGBT芯片的典型内部结构。与MOSFET相关的杂散电容参数包括:门-源极金属化电容CM,门-源极金属氧化电容COXS,门-漏极交叠氧化电容COXD,门-漏极交叠耗尽层电容CGDJ,门-漏极交叠耗尽层电容CDSJ,其中CM与COXS组成CGE,COXD与CGDJ组成CGC;与BJT相关的杂散参数包括:射-集电极重分布电容CCER,基-集电极扩散电容CEBD,基-集电极耗散电容CEBJ,基极电导调制电阻RB。

2 铝键合线脱落故障的影响

由于功率波动等因素造成铝键合线脱落故障时,首先会改变其自身的杂散电阻和杂散电感。门-射极电压与终端电容有着直接的关系,所以铝键合线全部脱落会影响终端电容,进而又影响门-射极电压。

2.1 键合线脱落对门极杂散阻抗的影响

铝键合线是实现电连接的关键,通常为几根并联,每根键合线上由杂散电阻和杂散电感串联而成,如图3。当部分键合线脱落、断裂或翘曲时,并联根数减少,铝键合线的等效杂散电感和杂散电阻增大。

铝键合线故障也会影响终端电容,大电流的IGBT模块中每个单元通常由两个或更多IGBT芯片并联,图4为IGBT芯片的门极等效电路。CGC和CGE是影响门极电压的主要参数,CCE的影响可忽略。

CGE计算公式为:

式中,AGE表示栅极多晶硅与发射极的金属重叠面积,dOX_GE表示他们之间的氧化层厚度,ε0、εOX分别为真空介电常数和氧化层介电常数。铝键合线全部脱落导致CGE减小。

米勒电容CGC由COXD和CGDJ组成,计算公式分别为:

由公式可知CGDJ的值与VCE有关,因此在开通暂态过程中门-集极等效电容CGC并不是固定的值:

其中,AGD为IGBT芯片中MOSFET部分门-漏极交叠面积;q为电子电荷;NB为基区的掺杂浓度;εsi为硅的介电常数。由于键合线全部脱落会使AGD减小,CGDJ和COXD随之减小,因此CGC减小。

由上述分析可知,铝键合线部分脱落影响其等效杂散电阻和杂散电感,全部脱落后还会影响其等效杂散电容值。又由于栅极等效电容与铝键合线电阻数量级上的差异,铝键合线全部脱落时,杂散电容变化对门极电压的影响占主导。

2.2 杂散阻抗变化对门极电压波形的影响

IGBT模块杂散参数的变化导致门极开通电压波形发生改变。根据VCE和VGE的变化可将IGBT的开通暂态过程分为图5所示的3个阶段:

阶段1(t1<t<t2):门极电压VGE开始上升但还未达到VGE(th),IGBT器件仍然处于关断状态。门极电流给CGE和CGDJ充电,充电时间常数为τ=(Rw+Rg)(CGE+CGDJ)。铝键合线部分故障杂散电阻增大,因此门极电压上升时间增大,上升速度减缓;芯片失效导致CGE减小,即门极回路内部杂散电容减小,所以门极电压上升时间减小,上升速度加快。

阶段2(t2<t<t3):门极电压超过VGE(th),IGBT器件导通。米勒电容CGC的存在,使得VGE出现米勒平台期,恒流源全部向CGC充电,因此米勒平台持续时间与CGC有关。键合线全部脱落导致CGC减小,所以米勒平台持续时间会缩短。捕捉米勒平台需要示波器具有很高的分辨率。

阶段3(t3<t<t4):VCE下降至通态饱和压降,VGE逐渐上升至稳态值。由式(3)可知,CGC=COXD为常数。同阶段一,铝键合线部分故障VGE上升速度减慢,芯片失效时VGE上升速度加快。

综上可知,第一阶段和第三阶段具有相同的变化规律,故在未能捕捉到米勒平台的情况下,可将第一、三阶段联合起来分析。

3 实验测试及结果

在实验室模拟实际工况下功率循环等因素造成IGBT器件铝键合线故障。研究铝键合线脱落过程中门极电压的变化规律。

图6为开关特性测试电路,Vdc=450 V,驱动电压高电平+15 V,频率为10 k Hz,负载阻抗为3 m H,20Ω,栅极电阻Rg=10Ω,示波器采样频率为1.25 GS/s。测量铝键合线正常和分别脱落1-6根时IGBT模块的门极开通电压VGE,图7为正常和铝键合线发生脱落故障时门极开通电压波形比照图。

由图可以看出,当一块IGBT芯片上的铝键合线全部脱落即芯片失效时,VGE波形明显向左上方偏,即上升速率增大;当铝键合线发生部分脱落故障时,VGE波形向右下方偏,即上升速率减小,而且由于各种寄生参数的存在,其波形并不是随着铝键合线脱落根数的增加逐渐向下偏而是有所交叉。由于我们目的不是准确判断几根铝键合线脱落而是铝键合线是否已经出现脱落现象,而且一根铝键合线脱落会加速其他铝键合线脱落,所以只要监测出VGE发生异常就应该及时更换IGBT模块。

4 故障特征信息提取

故障初期VGE波形变化可能不明显,人眼辨识存在一定的局限性,这就要求对所测信号进行处理,以便抽取出有用的故障信息或找出区别于电路正常工作信号的特征。本节将小波分析与信息熵结合,将小波包分解的能量信号作为故障特征量,求取其能谱熵值,通过熵值的变化来判断IGBT器件是否发生铝键合线故障。

将小波变换与信息熵结合,可以得到信号的小波能谱熵、小波时间熵等定义及其计算方法。IGBT器件老化失效使得VGE发生变化,意味着电压的频谱不一样,相应的各频带信号的能量也会发生变化,因此本文选用小波能谱熵的计算方法进行分析。

设E=E1,E2,…,Em,为信号VGE在m尺度上的小波能谱。根据正交小波变换特性,某一时间窗内信号的总功率E等于各分量功率Ej之和,设pj=Ej/E,则∑pj=1,相应的小波能谱熵的定义为:

式中pj表示尺度Ej的能量占整个函数能量的百分比,各分量的功率为:

式中,Dj(n)为小波分解系数,n为采样点数。为克服小波分解在高频段频率分辨率较差而在低频段时间分辨率差的问题,本文采用更精细的小波包分解。

小波能谱熵代表信号在各个小波尺度上能量分布均匀性。信号频率成分越简单,信号能量就越集中于少数几个尺度上,小波能谱熵就越小[11]。

按照式(5)、式(6)对电压信号进行小波包分解并计算能谱熵得到表1结果。

从表1可以看出,VGE的能谱熵可以作为表征铝键合线脱落故障的特征值。当铝键合线发生脱落1-5根时,VGE的能谱熵值减小26%~37%,虽然没有随铝键合线故障根数增加严格递减,但是相对于正常情况下也发生了较大变化;当铝键合线全部脱落时,其能谱熵值增大了99.96%,较正常值发生了很大变化。故用小波能谱熵的分析方法对IGBT铝键合线的脱落故障进行状态监测是可行的,这种方法物理意义明确且容易实现。

5 结论

本文在分析铝键合线故障对杂散阻抗和门极电压的影响的基础上,通过实验模拟铝键合线脱落故障并测量门极电压变化,得出如下结论:

(1)铝键合线故障前后,门极开通电压发生了变化且表现出一定的规律:部分铝键合线脱落VGE向右下角方向偏,全部脱落时其波形向左上角方向偏。

(2)通过小波能谱熵算法计算铝键合线故障前后的能谱熵值,故障值较正常值变化明显,结果直观、准确,为实现IGBT器件的状态监测提供了依据。

摘要：键合线脱落是IGBT芯片一种普遍的失效形式,铝键合线故障在一定程度上会影响门极杂散阻抗。杂散阻抗的改变又会引起门极电信号的变化,因此通过门极测量信号的变化来表征其杂散阻抗的改变,进而判断IGBT芯片是否发生铝键合线脱落故障。对门极杂散阻抗与键合线故障之间的关系进行了研究,为识别IGBT模块铝键合线故障提供了依据。

关键词：IGBT,铝键合线,杂散阻抗

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IGBT驱动保护电路研究 篇6

在功率半导体器件中,理想的导通器件是晶闸管,而理想的关断器件是晶体管。尽管IGBT(insulated gate bipolar transistor)有电流拖尾的缺点,但其复合了功率场效应管和电力晶体管的优点,具有输入阻抗高、开关频率高、热稳定性好、易触发和能承受高压强电流等特点,所以在大容量变流装置中得到广泛应用[1]。

工程应用反馈的情况表明,大容量IGBT器件的故障损坏率比小电流的IGBT器件高得多。据不完全统计,中、高压变频器因IGBT失效而导致的故障占总故障的90%以上,而驱动和隔离引起的IGBT损毁大约在30%以上[1]。所以,有效可靠的IGBT驱动保护电路是IGBT安全稳定工作的重要前提条件。

本文给出了满足IGBT驱动要求的功能框图和典型驱动保护曲线,介绍了几类基本的驱动电路,并总结了常用集成驱动芯片的工作特性及IGBT驱动的发展趋势,对于IGBT驱动和保护电路的设计和选型具有一定的参考价值。

2 IGBT驱动保护电路的基本要求和分类

根据IGBT的静态特性、开关暂态特性并考虑其允许的安全工作区[2,3,4],IGBT工作时门极驱动保护电路应满足如下基本要求:提供足够的栅极电压来开通IGBT,并在开通期间保持这个电压;在最初开通阶段,提供足够的栅极驱动电流来减少开通损耗和保证IGBT的开通速度;在关断期间,提供一个反向偏置电压来提高IGBT抗暂态dv/dt的能力和抗EMI噪声的能力并减少关断损耗;在IGBT功率电路和控制电路之间提供电气隔离,对IGBT逆变器,一般要求的电气隔离为2 500 V以上;在短路故障发生时, 驱动电路能通过合理的栅极电压动作进行IGBT 保护, 并发出故障信号到控制系统[5]。

图1给出了一类过流保护功能比较完善的IGBT驱动保护曲线。其中T1为过流信号持续较短时间(一般<10 μs),驱动输出自动恢复;T2为降栅压后持续时间(一般为10 μs);T3为软关断持续时间;T4为故障后封锁时间。满足上述要求的IGBT驱动功能块框图如图2所示,PWM信号输入采用双绞线和光纤两种传输方式,其中虚线框内部分为可选内容,可根据需要选择是否配置,也可通过外围电路来实现。值得一提的是CONCEPT公司SCALE系列IGBT驱动器针对EUPEC公司IGBT可以无缓冲运行而设计,无短路软关断功能,点画线框内为电气隔离单元。根据隔离方式不同,可将IGBT驱动电路分为3种基本形式[6]。

2.1 直接驱动电路

输入和输出信号之间无电气隔离,如美国Fairchild公司的FAN8800,Motorola公司的MC33153,美国IR公司的IR21xx系列等,适用于低压中小功率应用场合。

2.2 光电隔离驱动电路

输入和输出信号之间采用光电耦合隔离,隔离电压等级一般为2 500 V,如Agilent公司的HCPL316J,富士公司EXB8x系列,西安陕西高科公司HL40x系列,三菱公司的M579xx系列,日本英达公司HR065,日本三社电机公司GH-03x系列等。

2.3 变压器隔离驱动

输入和输出信号之间采用脉冲变压器隔离,隔离电压等级可达4 000 V,有以下3种方法。

1)无源方法。

用变压器次级的输出直接驱动IGBT,因受伏秒平衡的限制,只适用于占空比变化不大的场合。

2)有源方法。

变压器只提供隔离信号,在次级另有整形放大电路来驱动IGBT,驱动波形较好,但需要单独提供辅助电源。如CONCEPT公司的SCALE系列驱动器,北京落木源公司的KB101,SEMIKRON公司的SKHIxx系列驱动器,北京普尔盛公司的PSH123等。

3)自给电源法。

脉冲变压器既用于传递驱动能量又用于高频调制解调技术传输逻辑信号,分为调制型自给电源方法和分时技术自给电源,其中调制型自给电源用整流桥来产生所需工作电源,用高频调制解调技术来传递逻辑信号,如Unitrode公司的UC3726/3727芯片对(需外接脉冲变压器);分时技术自给电源用二极管和电容来产生所需工作电源,北京落木源公司生产的TX-KC,TX-KD系列驱动器采用此项技术。

此外,还有用LED-Si光电池组构成的光压隔离器(photo voltaic isolator,PVI)驱动电路和无磁芯变压器驱动电路,见文献[7,8]。

3 典型的IGBT保护驱动电路分析

3.1 直接驱动电路

FAN8800的内部电路原理框图和典型应用接线图如图3所示[9]。图3b中,输入信号经外部光耦隔离后加到3引脚,5脚的输出用于驱动IGBT,脚7上的故障输出经光耦合器接到指示器,外部4.7 nF电容用来决定故障输出持续时间。

另外,IR2110驱动器的特色是采用自举悬浮电源,大大简化了驱动电源设计[10],而MC33153驱动器的特色是不仅可以如一般驱动电路那样通过检测IGBT导通时集电极和发射极之间的饱和压降VCE(sat)来检测故障电流,还有一个引脚可以直接采用一个电流传感器检测部分IGBT单元电流的办法来反映主电流[11,12]。

3.2 光耦隔离驱动器

HCPL-316J的内部原理框图和典型应用接线图见图4[13]。图4b中输入信号从V+in输入经内部光耦隔离放大后,VOUT端输出用于驱动IGBT,FAULT 引脚用于输出故障信号。CBLANK反映了当IGBT过流时,从检测到故障到保护开始动作的反应时间,以避开正常导通时VCE的下降时间。

3.3 变压器隔离驱动器

SKHI22A/B的内部原理框图和应用电路如图5所示[14]。图5b中INPUT(TOP)和INPUT(BOTTOM)分别为同一桥臂上、下开关管的触发脉冲,TDT2接不同电平可调节死区时间,ERROR 管脚为差错信号输出,当检测到有过流、欠压等现象并进行保护时,该管脚电平被拉低以通知主控制板。管脚S15,S6外接的RCE和CCE用于调节管子过流保护时的参考压降;管脚S14,S7外接IGBT的栅极导通电阻Ron,S13;S8外接IGBT的栅极关断电阻;管脚S20,S1分别接IGBT的集电极检测IGBT的饱和压降。

综上所述,直接驱动电路通常和外接光耦配合使用,光耦隔离驱动器解决了电压隔离、抗电磁干扰问题,简化了驱动电路设计,减轻了设备体积和重量,降低了成本,在应用中有一定优势,但光耦隔离的工作原理决定了其属于有源隔离,隔离输出端必须存在控制电源,通常还要加以放大等处理,这些弱电器件又存在和主电路共地的问题。作者几次参与处理的矿井大功率变频设备故障中,使用外围电路实现保护的光耦隔离驱动均出现不同程度的损坏。

工程应用实践表明:内部集成有欠压保护,过流监测和软关断的光耦芯片具有较好的性价比,较高的可靠性;高频变压器隔离是比较可靠的一种驱动方式,但其也有结构复杂、体积大、价格昂贵等缺点。表1给出了常用驱动电路的参数和特点对比[9,10,11,12,13,14,15,16,17,18],可供驱动选型时参考,其中驱动能力一栏是按照驱动器输出直接接IGBT门极和发射极给出的,当驱动器输出接图腾推挽电路时其驱动能力可扩大。根据相关资料介绍,目前,一些欧美公司已经采用高频变压器驱动隔离,产品的故障率明显降低,大功率IGBT模块也极少出现问题[1]。

4 结论

本文介绍了IGBT驱动保护技术应用现状和发展趋势,分析了几类典型驱动电路的工作特性,总结了常用集成驱动电路的工作参数和驱动特性。理论分析和工程应用实践表明:内部集成有过流欠压保护和软关断功能并且各类工作参数外部可调的光耦隔离驱动器和高频隔离变压器驱动(应用于EUPEC公司可无缓冲运行IGBT时可无软关断功能)故障率更低,前者性价比高,后者可靠性更好,但是结构复杂,价格昂贵。另外传输PWM信号时,使用光纤比使用双绞线的故障率更低,但成本也更高。

摘要：介绍了IGBT门极驱动保护电路的分类,分析了IGBT驱动保护电路的发展趋势,对常用IGBT驱动器如光耦隔离型、变压器隔离型等典型电路进行了分析,并将市场上常用厂家生产的IGBT驱动器工作参数和性能进行了比较,结合对工程实践中IGBT故障的分析,讨论了选用IGBT驱动器时的参考原则,理论分析和应用实践表明,内部集成完善保护功能的光耦隔离驱动有较好的性价比,高频变压器隔离驱动有较高的可靠性。

IGBT的最佳开关时间 篇7

明确有关IGBT开关特性的项目, 通过仿真开关时间来寻求最佳开关方法, 使损失降到最小, 以提供高效率、高可靠性的变频特性。

2 探讨决定开关时间的方法

IGBT (Insulated Gate Bipollar Transistor) 是MOSFE和双极晶体管的组合的元件。

有关开关的性能和MOSFET (Metal Oxcide Semiconductor Field Effect Transistor) 具有相同的原理, ON电压 (Vcesat) 的值和双极晶体管的传导度调制现象一样低。本论文是找出开关的最佳条件, 所以和MOSFET的特性有关。

场效应晶体管 (FET) 只存在多数载流子, 所以不像双极晶体管那样发生多数载流子和少数载流子的结合时间延迟, FET动作时间上没有延迟, 也就是动作简单通过计算来决定。门驱动电压定为Vcc、门容量定为Cge、门电阻定为Rg、负荷电流Ia从二极管电流全部换流到极电极电流时的门电压定为Vgeia、集电极电流为最大 (Irrp) 时的门电压定为Vgep, 这个差的集电极电流⊿Ic和门电压的差⊿Vge的比为传递集电极Gfe, 用1式来表示:

Gfe=⊿Ic/⊿Vge= ( (Ia+Irrp) -Ia) / (Vgep-Vgeia) (1)

因为某个时间t的门电压Vge (t) 为Vgeia时, 流过门的电流是充电门的容量的电流, 所以得出2式:

(Vcc-Vgeia) /Rg=Cge·d (Vge (t) ) /dt (2)

变形2式, 代入1式, 得出3式:

(Vcc-Vgeia) /Rg=Cge·d (Vge (t) ) /dt=Cge·d (Vge (t) /d Ic·d Ic/dt=Cge/Gfe·d Ic/dt

所以, dIc/dt= (Vcc-Vgeia) ·Gfe/ (Rg·Cge) (3)

因为这个式的Vgeia、Gfe、Cge是ICBT的固有值, 所以开关时间是可以由门电压Vcc和门电阻Rg来决定的。

3 开关时间和损失的关系探讨

根据门电阻可以变更开关速度, 但怎样决定最佳的开关速度, 这需要探讨。

图1示出有关开关损失的晶体管电压 (Vce) 、电流 (Ic) 和二极管电流。这次讨论区间B和C的损失。这个区间的Vce为一定值, 是整流电压Vdc和二极管的正向电压Vf的和的电压。

把区间B的时间定为Tb、区间C的时间定为Trr1, 区间B和C的损失J得出下式:

J= (Vce+Vf) · (Ia·Tb/2+Ia·Trr1+Irrp·Trr1/2) [Joul] (4)

Ia/Tb=Irrp/Trr1 (5)

把5式代入4式得出6式:

J= (Vce+Vf) ·Ia· (Tb/2+Trr1+Trr12/ (2·Tb) ) [Joul] (6)

4 式的Tb不管大或小, 损失都会增加, 这意味着在某个值上有一个最小值。

这里重要的是二极管的逆恢复特性。Trr1是图1蓝色电流的区间, 因为残留有二极管的少数载流子, 所以意味着是电流可以自由流动的时间, 这是由二极管的物性决定的时间。图1的绿色区间是指二极管完全Off, 充电PN接合上出来的过渡层的电荷流过的区间。也就是说明Trr1是一定值, 所以在6式中可变量是Tb。通过对6式进行偏微分计算, 设置J值为零的点为极值。求出:

Tb=Trr1 (7)

也就是从7式和5式知道在Tb=Trr1、Ia=Irrp时, 开关损失为最小。也就是:

dIc/dt=Ia/Trr1 (8)

在算式上展开上, 得出最佳开关速度。

4 仿真探讨

为了证明8式, 让dIc/dt变化, 对损失进行仿真。我们继续使用6式, Vce+Vf定为300V, Ia定为1A、2A、3A、5A, Trr1定为50nsec, 载波频率定为15k Hz。计算方法为把Tb=Ia/ (dIc/dt) 代入6式, dIc/dt放在x轴上, 在J上乘以载波频率后变换成损失 (瓦特) 定为Y轴。

结果在图2上示出。

从图中我们可以知道1A在20A/μsec, 2A在40A/μsec, 3A在60A/μsec, 5A在100A/μsec的开关速度时, 损失为最小。而这些开关速度的值全部是Ia/Trr1的值。

5 总结

这样我们知道了IGBT的最佳开关速度可以通过额定电流和二极管的逆恢复时间的一部分Trr1的比来求出, 用仿真也证明过。即使使用相同额定电流的IGBT, 电机的额定电流不同时, 也能得到最佳的开关速度。

浅谈IGBT的结构设计 篇8

绝缘栅双极晶体管 (In s u late d G ate Bip ola r Transistor, IGBT) 发明于1982年, 这种新型功率器件是MOS栅结构技术同双极晶体管技术相结合而发明的复合型功率开关器件。经过二十多年的发展, IGBT在性能和能耗方面都显示出了前所未有的优点, 它的应用使得电力电子装置结构更小, 效率更高, 而在许多其他功率变换系统中, 已经取代了大功率双极晶体管 (GTR) 、功率MOS场效应管 (MOSFET) , 甚至部分替代门关断晶闸管 (GTO) 。IGBT目前垄断着电力电子行业10~100KHz中高压中大电流领域的应用, 且其展示出无可比拟的优点, 已成为功率器件发展的方向。

以晶体管和晶闸管为代表的双极功率器件驱动功耗大、电路复杂, 设备成本高。功率MOSFET是绝缘栅极控制的多数载流子器件, 静态驱动的损耗接近于零且开关速度很快, 但高压器件通态电阻较大。将两者结合起来, 即用绝缘栅极控制功率晶体管, 就是IGBT的雏形。IGBT兼具双极器件和功率MOSFET的双重特点, 从而在通态压降、开关时间、损耗、开关安全工作区 (s OA) 方面都具有较强的竞争力, 具备良好的绝缘栅控制及通态电导调制能力。

虽然IGBT器件也属于功率半导体器件, 但其从设计到制造与传统功率半导体器件诸如整流管、晶闸管有着根本的不同。随着计算机技术的应用, IGBT在设计上更加自如, 进步更快。

2 结构设计

一般来讲, IGBT的结构设计分为终端结构设计和元胞结构设计两个部分, 利用ISE-Tc AD或MEDICI等软件可以对IGBT的结构进行模拟, 对电学参数进行仿真。

⑴终端结构的设计。为了提高耐压, IGBT芯片在结构上采用高压终端技术及钝化技术。终端面积约占IGBT芯片总面积的20%, 因此终端的设计是重点也是难点。只有先设计好了终端, 确定了相关的结构参数, 才可以进行元胞的结构设计, 进而才能对诸如阈值电压、通态特性以及开关特性等参数进行仿真, 使其达到设计要求。研究发现影响IGBT的耐压主要有几个方面:1) 衬底的电阻率;2) 场限制保护环的结深;3) 场限制保护环环的个数;4) 场限制保护环的间距;5) 场板的长度。而其中影响最为显著的是电阻率、环间距以及场板的长度三个因素。下面简单的谈一下有关器件终端设计的情况。

首先, 终端采用的是部分覆盖环场板混合结构。之所以采用部分覆盖环场板混合终端结构是因为场限制保护环结构对环间距非常敏感, 而且表面绝缘介质中的正电荷对环间电位以及电场分布有很大影响, 加之正常工艺中引入正电荷的因素很多, 使得场限制保护环结构对表面钝化工艺的要求变得很高, 因此增加了工艺的复杂性。而场板结构则对氧化层厚度非常敏感, 为了获得最佳效果, 同样需要增加工艺的复杂性。因此考虑采用环场板混合终端结构, 使得击穿电压对环间距、氧化层厚度以及氧化层电荷的敏感程度大为降低, 简化工艺的复杂性。环场板混合终端结构可以有两种形式:其一是完全覆盖环场板混合终端结构, 其二是部分覆盖环场混合终端结构。在完全覆盖环场板混合终端结构中, 内场板使电压分布在整个环间区域上, 这虽然使得内环电场大为降低, 但同时也使得内环和内场板承受的电压减少, 而最外环和外场坂承受了大部分电压, 并且电场最大。而对于部分覆盖环场混合终端结构, 它可以充分利用场限制保护环和场板各自的优点来弥补各自的不足, 使得电场更均匀的分布在各个环间, 更好的发挥内环和内场板的作用。

要获得理想的耐压, 必须采用多环系统。研究表明, 在多环系统中, 内环宽度对击穿电压有较大影响, 其宽度应大些, 而外环宽度应小些, 以节省面积。经过模拟, 采用多环系统的IGBT表现出优良的击穿特性。

终端设计的目标是使电压尽可能的在各个环上均匀分布。理想的电场分布应当是主结处的电场最强, 其余环节处的电场强度应当是近乎线性的下降。

⑵元胞结构设计。为了实现大电流, IGBT采用了多原胞并联技术, 每个原胞的开通和关断性能要求高度一致, 因此, 要求IGBT的工艺一致性也很高。而且, 为了尽量减少IGBT的并联个数, 希望IGBT在有源区面积一定的情况下其电流容量越大越好, 即器件的电流密度越高越好。

这里简单谈一下器件的饱和压降与开关参数这一对矛盾。影响通态特性的因素有芯片的厚度、衬底的掺杂浓度、P阱的掺杂浓度、栅氧的厚度等。而影响开关参数的因素有P+阳极的掺杂浓度、栅氧化层的厚度、多晶硅的厚度及掺杂浓度, 若存在N+缓冲层, 则与缓冲层的掺杂浓度和厚度有关。器件的开关参数与芯片的元胞结构 (比如长条形、圆形、六角形等) 有很大关系, 而在同样的元胞结构下多晶硅栅的布局方式, 对开关参数也有很大的影响。为了进一步改善开关特性, 可以考虑采用梳状栅的结构, 则在其它条件均不发生变化的前提下, 可有效地提高器件的开关速度。

3 结语