滤波系统（精选十篇）
滤波系统 篇1
关键词：数字信号,DSP,数字滤波
1 引言
在科技高速发展的今天, 我们已经来到了数字化的时代, 这是因为传统的模拟信号和模拟技术存在着成本高、噪声多、处理速度低、体积过大等弊端。而数字信号处理系统可以用软件完成, 因此成本较低, 也可以用硬件平台实现, 因此处理速度快、可以降低延时, 也可以软硬件配合使用, 使得系统灵活性高、使用更加便捷[1]。
与此同时, 数字滤波技术作为数字技术的主要构成内容, 出现在了很多的数字系统之中, 其主要用于提取有效数据、改变数据的特征等, 相关的应用极其广泛, 比如在音频处理系统中, 数字滤波技术能够削弱有效数据中的干扰等无效信号, 提高音频信号的有效性和传播速率。相比于模拟滤波器而言, 数字滤波器有很多好处:能够避免漂移现象、能够处理频率较低的数据、精度高、在良好设计下的频率响应曲线可以做到极其接近于理想滤波器的指标。本文将对数字滤波系统的算法进行分析、对实现结构进行设计。
2 数字滤波器的算法分析
数字滤波最早于20世纪50年代被提出, 但是最初大多是基于模拟滤波器的方式进行的, 相关研究人员主要是用数字的方式去实现模拟滤波器, 从而对数字化的信号进行处理。但是随着相关硬件技术的发展和数字技术理论的完善, 数字滤波系统的设计已脱离了模拟滤波器的影响, 成为了独立发展的一门学科, 而且具备了许多模拟滤波器没有办法达成的一些优势。
总结来看, 目前的数字滤波器的主流算法主要有两种, 一种是有限脉冲响应数字滤波器, 即FIR (Finite Impulse Response Digital Filter) 数字滤波器, 该类型滤波器的单位冲激响应是有限长的, 系统函数仅在平面的有限点处不为零, 全部的极点都在零点处, 其系统函数和输入输出的关系式分别如式 (1) 、式 (2) 所示。
另一种实现算法是无限脉冲响应数字滤波器, 也就是IIR (Infinite Impulse Response Digital Filter) 数字滤波器[2]。其单位冲激响应为无限长的, 系统函数在平面内存在极点, 相应的系统函数和输入输出关系式如下所示。
由系统函数可知, 无限脉冲响应数字滤波器是存在反馈回路的, 输出的数据能够通过反馈影响输入数据, 因此在同样的技术指标条件下, 该类型滤波器设计时的阶数较低, 则整体的计算复杂度低, 在实现过程中所需的存储资源和运算资源也就相应的较少。同时, 无限脉冲响应数字滤波器在设计的过程中, 能够借助模拟滤波器的一些成型的公式和数据, 设计过程是属于规格化的, 可以减轻设计工作量, 并且设计中也不需要太过复杂高端的计算工具。由于无限脉冲响应数字滤波器的这些优越性, 在各领域都较常被使用, 本文设计的滤波器也选择该种系统函数算法进行实现。
3 数字滤波器的结构设计与优化
无限脉冲响应数字滤波器的实现结构包括直接实现结构、级联实现结构、并联实现结构以及格形、格梯形和脉动等各类形式与方案, 不同结构的滤波器对整个系统的计算精度、计算速率、计算误差、计算量等性能会有所影响, 也就是说, 在设计数字滤波系统过程中, 虽然整个系统的传递函数是相同的, 但是不同的实现架构仍然会使得滤波系统的计算难度、稳定程度和实现成本有所差异。在多数方案中, 为了实现便捷, 都要在设计时尽量保证乘法器与延时器的数量较少[3]。
无限脉冲响应数字滤波系统的系统函数可以被转换成多个二阶子式相乘的形式, 此时的数字滤波系统就能够变化为多个二阶子模块相级联的结构。首先把系统传递函数由零点与极点进行因式分解, 继而变形成多个子式相乘的形式, 具体推导过程如下所示, 其中ak和bk分别表示系统的零点和极点。
因为pk和qk都是实数, 所以ak和bk应是共轭出现的, 把所有共轭成对的零点与极点合并, 能够得到相应的实数域上的二阶子模块, 则可以继续对公式进行变形, 得到下式。
由式 (6) 可以得到如图1所示的数字滤波系统的级联架构。
图1中, 每个对应的支路的输入是相同的, 因此可以进行合并, 得到如图2所示的优化后的结构, 优化的结构可以减少延迟器的个数。
该设计下的级联结构有如下好处:全部二阶的子单元能够根据系统要求交换位置, 因此系统较为灵活;实现时可以调整子单元的位置, 从而使得系统达到最优的状态, 便于降低系统误差;在硬件实现时能够借助流水线操作的方式实现时分复用, 有助于提升系统速率;仅需少量的存储器;各个二阶的子单元有且仅有一对零点或极点, 所以当相关系数有所变化时, 仅仅会影响相关的零点或极点, 其他单元不会收到影响, 因此该设计容易控制系统的零点和极点分布, 易于改变滤波系统的频响属性, 且更加精确。
4 结语
数字滤波器在现代信号处理领域是非常重要的组成成分之一, 本文重点研究了数字滤波系统的相关实现原理, 对算法进行了分析, 对系统结构进行了设计。
参考文献
[1]胡广书.数字信号处理:理论、算法与实现[M].北京:清华大学出版社, 2012.
[2]陈真, 王钊.IIR数字滤波器的仿真设计与分析[J].实验技术与管理, 2016, 33 (7) :122-125.
滤波系统 篇2
应用时域上的现代时间序列分析方法,基于ARMA新息模型和白噪声估计理论,由一种新的非递推最优状态估值器的`递推变形,提出了广义系统Wiener状态滤波的一种新算法,它可统一处理滤波、平滑和预报问题,且具有渐近稳定性.同某些算法相比,它避免了求解Riccati方程和Diophantine方程,且避免了计算伪逆,因而减小了计算负担.仿真例子说明了其有效性.
作 者：许燕 邓自立 作者单位：许燕(北京印刷学院,基础部,北京,102600)
邓自立(黑龙江大学,自动化系,黑龙江,哈尔滨,150080)
滤波系统 篇3
为了便于对微型线阵CCD光谱采集系统采集的光谱数据进行分析，需要对光谱数据采集过程中出现的噪声进行降噪处理，以提高光谱数据的信噪比。首先，根据线阵CCD参数指标，设计了一种硬件降温结构，并用它对线阵CCD进行降温去噪。接着，根据递归最小二乘自适应滤波算法对采集好的水样品光谱数据进行去噪处理，然后和未去噪的水样品数据对比。实验表明，硬件电路降温去噪能够衰减线阵CCD上的暗电流噪声，使用递归最小二乘自适应滤波方法能够有效消减光谱采集系统中光谱数据的噪声。
关键词：
光谱学； 线阵CCD； 自适应滤波； 去噪
中图分类号： O 433.4文献标志码： Adoi： 10.3969/j.issn.10055630.2016.02.014
Abstract：
In order to analyze the spectral data collected by a linear CCD spectral acquisition system，it needs to solve the spectral noise that appeared in the process of data collection，to improve the signaltonoise ratio of the spectral data.First，According to the linear CCD parameter，we design a kind of cooling hardware structure and use it to cool the denoising linear CCD.At the same time，based on recursive least square adaptive filter algorithm，water sample spectral data is dealt with to compare with the noise of water sample data.Experimental results indicate that hardware circuit denoising is not able to completely remove the thermal current on the linear CCD noise.Using the recursive least square adaptive filter method can effectively reduce noise in the spectrum acquisition system.
Keywords：
spectroscopy； linear CCD； adaptive filter； denoising
引言
近年来，光谱分析技术逐渐被广泛应用于环境、食品安全监测、物质分析等领域，在天文学和卫星监测领域也有广泛使用。正是由于各个领域对这门技术的推广和普及使得光谱技术逐渐走向成熟。与传统的电化学分析和色谱分析方法相比，光谱分析技术更具有操作简便、重复性好、测量精度高和检测快速的优点[1]。光谱仪的小型化、微型化，使得光谱仪的色散距离变短，仪器内部空间密度变得更加紧凑，这使得整个仪器的分辨率、灵敏度、信噪比等性能将更多地依赖于光电探测器件CCD上[2]。然而在使用光谱仪器采集被测物体光谱数据的过程中，由于受到仪器线阵CCD品质因素的影响或者机器发热量高导致仪器内部的CCD、电阻等元件的电流热噪声变大使得被测物质的光谱数据含有噪声，最终在对被测物质进行成分分析时误差增大[3]。因此对原始的光谱数据进行去噪处理是鉴定物质准确性的必要保证。
光谱数据去噪处理的好坏与否，会影响物质成分分析的结果和仪器的预测精度[4]。目前，常用的光谱去噪方法主要有硬件去噪和软件去噪两种。在软件去噪方面，常用的有微分法、平滑法、傅里叶变换和小波变换等[5]。用微分法对光谱数据去噪能够消除基线漂移、强化谱带特征，但去噪效果不好。平滑法可以衰弱信号中的高频噪声，但有用的光谱信号也会被衰减，造成光谱信号失真。傅里叶变换法对平稳信号有很好的去噪效果。小波变换法可以只对特定频率或某一时刻的局部信号进行频谱处理，而不影响整体信号，去噪效果好，但小波变换运算量大，实现去噪效果的速度较慢[6]。自适应滤波方法不仅具有运算量小、速度快、可递推实时处理的优点，而且它不需要已知信号的统计特性，它是通过一种自适应算法来调节自身滤波参数从而达到最好的滤波效果[7]。正是由于自适应滤波的这些优点，使其广泛应用于通讯、激光、医学等领域。
实验中所采用的小型线阵CCD光谱采集系统是自主研发的，它能够采集220～800 nm波长范围的紫外可见光谱数据。该系统采用了交叉非对称式的CzernyTurner光学结构如图1所示。仪器中采用的线阵CCD为东芝TCD1304AP，属于中低端水平的CCD。在该线阵CCD光谱数据采集系统中，噪声的来源有很多种。其中主要的噪声来源是线阵CCD，它的输出噪声主要有暗电流散粒噪声、光子散粒噪声、输出放大器噪声等。此外在信号的传输过程中还会夹杂着一些电子器件噪声。这些噪声都是一些具有均匀频谱的低频噪声和高斯白噪声[89]。
为了去除CCD上的散粒噪声，实验中采用硬件温控去噪方法和软件自适应滤波方法。在硬件温控去噪方法中，采用了TEC半导体制冷技术，用EP306E058RTO型号的TEC制冷芯片对CCD进行控温去噪，制冷装置如图2所示。图3为半导体制冷片控温驱动板实物图，通过它来控制半导体制冷。图2中散热铝块和风扇的作用是迅速散去TEC制冷片上产生的热量，使TEC制冷片能够正常工作。
图4中显示的光谱曲线是没有进行降噪处理的原始水样品光谱曲线，为了便于看清噪声，所以图中显示的曲线是从水样品光谱曲线中选取了一段噪声明显的曲线经过放大之后的图像。从图4中可以看出在没有对线阵CCD进行降温时采集到的水样品光谱数据中存在着像锯齿型一样的噪声。实验中的光谱数据来自于自主研发的小型线阵CCD光谱采集系统，由于在设计PC机软件时没有直接对该系统获取的光谱数据进行波长标定，所以图4中的横坐标是光谱仪上线阵CCD的像素点而不是波长，纵坐标是线阵CCD输出的光的强度信号。图5表示的是使用控温去噪处理后的水样品光谱曲线图，从图中可以看出水样品光谱曲线上仍然还存在锯齿型噪声[10]，只是相对于原始光谱曲线的噪声幅度稍微减弱了。这说明硬件降温去噪的方法在实际应用中不能完全滤除由线阵CCD产生的散粒噪声，只能减弱CCD的暗电流噪声。
2最小二乘自适应滤波器的算法构建
自适应滤波就是利用性能评价函数（代价函数）对前一时刻得到的滤波器输出结果与期望得到的结果进行性能评价，并根据评价的结果来自动调节现在时刻的滤波器的抽头系数，以适应信号和噪声未知的或随时间变化的统计特性，从而实现最优滤波。实现自适应滤波器的方法有很多种，比如递推最小二乘法、卡尔曼滤波法、最小均方误差法等，其中递推最小二乘法的抑制处理效果及工程实现得到了很好的应用。实验中采用了递推最小二乘法，其结构如图6所示。图中输入信号是由线阵CCD光谱采集系统采集到的水样品光谱数据提供，这些原始光谱数据在已知n=0时刻滤波器抽头系数的情况下即刚开始时横向滤波器的抽头系数，通过简单更新，求出n=1时刻下滤波器的抽头系数。再由n=1时刻滤波器的抽头系数更新n=2时刻的滤波器抽头系数，直到n时刻，其中n为横向滤波器的阶数。而整个更新滤波器抽头系数的过程就是递推最小二乘算法。
3测量实验与结果
3.1FIR滤波器结构选取
实验中用递推最小二乘自适应滤波方法对水样品数据进行去噪时，通常需要选取合适的横向滤波器作为整个滤波算法的基础。通用的滤波器设计方法有窗函数法和频率取样法。窗函数法是从时域进行设计的，而频率取样法是从频域进行设计的。从设计复杂度比较，窗函数法要比频域取样法简单。从滤波效果比较，窗函数法设计的滤波器在通带和阻带的性能优于频率抽样法[7]，所以试验中采用了窗函数法设计FIR滤波器。常见的窗函数有矩形窗、Hann（汉纳）窗、Hamming窗、Blackman（布莱克曼）窗、Kaiser（凯泽）窗，其中矩形窗、Hann（汉纳）窗、Hamming窗、Blackman（布莱克曼）窗的窗函数是固定的，因而一旦选则了某一种窗函数，设计出的FIR滤波器在阻带的衰减就是确定的。Kaiser窗是一种应用广泛的可调窗，可以根据滤波器的衰减指标来确定窗函数的形状[1112]。由于实验中线阵CCD光谱采集系统中的噪声的频带是存在于整个频率范围内的，而且所测量光谱信号的频率范围也是不确定的，这就让我们无法预知要滤除的噪声的频带范围，由于Kaiser（凯泽）窗具有可调性，所以实验中通过PC机端编写的软件，选择Kaiser窗作为FIR横向滤波器的主要框架。表1中第一行数据表示的是使用Kaiser（凯泽）窗，在通带截屏为0.001和阻带截屏为0.1时的滤波器抽头系数，从表中可以看出该滤波器的阶数是20阶。
3.2递推最小二乘自适应滤波器对水样品去噪处理结果
从上面的FIR滤波器中得到的抽头系数共有20阶，选取最小二乘自适应滤波器的遗忘因子λ为0.99。在递推最小二乘算法中需要给出一个理想的光谱数据作为期望值然后减去FIR滤波器输出的数据从而得到误差因子，进而计算并更新下一时刻滤波器抽头系数。所以期望值的选取是算法中重要的环节。由于各种物质的光谱数据事先是不知道的，期望值的选取就变得很困难，为了避免选取的期望值引入其它噪声和误差，实验中首先在暗室里测得了线阵CCD光谱采集系统的背景噪声，由于在理想环境下线阵CCD在无光照条件下输出值是0，所以实验中用d（i）=a作为期望值。其中i=0，1，…，n；a为常量，n为滤波器的阶数。然后对背景噪声进行递推最小二乘滤波得到一组滤波抽头系数，再用该组抽头系数对水样品数据进行去噪。最后用去噪后的水样品数据作为水样品的期望值，对同样的水样品进行自适应去噪。图7为背景噪声和用最小二乘滤波法滤波后的曲线图。
表1中第二行数据表示对线阵CCD光谱采集系统进行自适应滤波后抽头系数的改变情况。图8所示的是用对背景噪声自适应去噪后的滤波器抽头系数对原始水样品数据进行FIR滤波后的曲线图，并用该曲线的光谱数据作为期望值。实验中保持水样品不变，连续采集9组光谱数据。由于每次采集，线阵CCD光谱采集系统上产生的噪声都不一样，所以得到的效果如图9所示。分别对这9组原始光谱数据进行自适应滤波，得到的效果如图10所示。
从图9、图10中可以看出对于线阵CCD光谱采集系统每次产生的不同的随机散粒噪声，该算法都能够对其进行自适应滤波。由于光源氙灯发光的不稳定，影响了线阵CCD的光强输出。所以图中看到的曲线的光强幅度会有些波动。从表1中的数据也可以看出随着取样次数的不同，每次的滤波器抽头系数也不同，而且最小二乘自适应滤波器让原始光谱数据在可容许的最小误差范围内使其逐渐向期望的光谱数据收敛。
4结论
通过对线阵CCD光谱采集系统采集的初始水样品的光谱数据进行硬件温控去噪和最小二乘自适应滤波去噪。从二者所处理的光谱曲线图来看自适应滤波算法的去噪效果比硬件去噪效果好，通过计算两种去噪结果的RMS值，硬件温控的S/N为2581∶1，而自适应滤波算法的S/N为3081∶1，因此自适应滤波去噪可以有效的提高光谱数据的可靠性，在实际仪器制造中能够节约设计成本。不足的是使用最小二乘自适应滤波算法对原始水样品进行去噪所消耗的时间为0.598 s，对于速度要求较高的场合不适于在PC机端选择最小二乘自适应滤波方法进行去噪。
参考文献：
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滤波系统 篇4
有源滤波器谐波滤除能力的实现是以谐波补偿电流与电网同步为基础的,谐波滤除性能的提高程度成为有源滤波器能否获得广泛应用的一个重要因素。现阶段,在谐波提取算法以及提高算法的快速性方面获得了广泛的关注和较深入的研究。谐波提取算法分为时域算法和频域算法,时域算法主要包括基于瞬时无功理论的谐波提取算法[1]和基于带通滤波器的选频算法(电路)[2]。频域算法是以傅里叶变换为基础、以快速傅里叶变换为实现形式的谐波提取算法[3]。以上各种算法虽然能够进行谐波提取,并且部分算法具有较高的实时性,但由于算法本身的特点以及算法实现过程中不可避免的相位滞后,导致谐波补偿电流与电网不能同步,制约了有源滤波器谐波滤除性能的提高。所以,针对具体的谐波提取算法研究克服时序滞后的相位补偿方法,对进一步提高有源滤波器谐波滤除性能具有重要意义。
经典控制方法一般侧重于对幅值的控制,由于实时测控系统对相位控制的要求,相位控制引起学者的兴趣,并取得了一定的研究成果,例如基于灰色系统理论的有源滤波器的预测控制方法[4],但比较复杂,实现成本较高。由于微分器可以得到输入信号的微分信号,可以实现对输入信号的超前校正[5],本文利用这一原理实现对相位的控制。普通微分器对噪声信号的放大作用,使其在具体应用中容易造成系统的不稳定;跟踪微分器对噪声信号的放大作用具有很好的抑制[6],适合对有源滤波器的谐波补偿信号进行超前校正,所以本文研究利用跟踪微分器提高有源滤波器的谐波滤除性能。
本文分别从原理、仿真和实验验证方面说明了跟踪微分器在提高有源滤波器谐波滤除性能方面的应用效果。首先简单介绍了谐波补偿电流的相位滞后对有源滤波器谐波滤除能力的影响,深入分析了跟踪微分器对谐波补偿电流进行相位补偿的原理;然后以具体的应用数据为背景进行了仿真分析并介绍了系统实现方法;最后进行了实验验证与性能比较。
1 原理分析
1.1 有源滤波器工作原理及谐波电流相位滞后对滤波性能的影响
有源滤波器的工作原理是针对电网中存在的谐波进行提取,经过处理之后,从电网中吸收功率转变为负载需要的谐波形式,并反馈到电网中,对谐波进行补偿,实现电网侧谐波滤除[7,8,9]。其工作原理如图1所示。
有源滤波器的滤波原理要求其谐波提取与反馈补偿在相位上具有一致性,即检测点与补偿点为同一时间点,但无论是谐波的提取过程,还是整个系统的处理过程,必然会造成补偿点对检测点的相位滞后,如图2所示(图中δ为检测信号a和补偿信号b的相位差)。谐波补偿电流的相位滞后会明显地影响有源滤波器的谐波滤除性,并会产生新的谐波分量c。
1.2 利用跟踪微分器补偿相位滞后
虽然可以通过提高信号采样速率、信号处理速度等方法减小相位的滞后,但无法消除相位滞后,又增加了软硬件成本,实际的效果并不好。如果换一个思路,人为对相位进行超前操作,不但可以补偿有源滤波器信号处理中的相位滞后,还可以实现相位的控制,这样对提高有源滤波器的补偿性能具有较大意义。在控制理论中,对信号进行微分可以得到信号的变化趋势,利用变化趋势对其进行预测,实现相位的超前。普通的微分环节传递函数如式(1)所示:
其中,τ为较小的时间常数。
当τ=0.01 s时,普通微分器的Bode图如图3所示,相频特性为正的相移,可以实现相位的超前。但是通过幅频特性可以发现,普通微分环节对高频具有明显的放大作用,由于在有源滤波器的应用中,反馈信号含有大量的高频开关频率,而采用数字方法进行谐波提取时也会产生噪声信号。所以普通微分器在有源滤波器的实际应用中效果欠佳。
为进一步提高有源滤波器的补偿性能,需要对系统输出信号的相位进行控制,即对滞后的相位进行补偿,且补偿方法不能采用简单的普通微分环节[10,11,12]。跟踪微分器首先对输入信号进行惯性处理,这样可以降低对高频信号的放大效应,其传递函数由式(2)给出:
其中,τ1、τ2为惯性环节的时间常数。
当τ1=0.01 s、τ2=0.02 s时,跟踪微分器的Bode图如图4所示。由幅频响应曲线可见,跟踪微分器对100 Hz以上信号的放大作用是逐渐缩小的,这与普通微分器有比较大的区别。独立电源系统有源滤波器的应用目的主要是滤除3~25次谐波分量,功率驱动选择IGBT时PWM载波信号频率为15 k Hz左右,跟踪微分器可以对开关频率(载波信号的频率)引起的谐波分量进行抑制。所以,在有源滤波器的设计中采用跟踪微分器,可以在得到输入信号的微分信号的同时进行相位超前操作。
为了验证以上分析,以被噪声污染的正弦信号作为输入,比较普通微分器和跟踪微分器的输出,确定微分跟踪器在获得输入信号的微分信号时所具有的优势。选择同样的输入信号:v(t)=sin t+γn(t),其中n(t)为[-1,1]上的白噪声,当γ=0.01时普通微分器与跟踪微分器的输出比较如图5所示。
图中,v是输入信号,y1和y2分别是普通微分器和跟踪微分器的输出信号。明显可以发现跟踪微分器在噪声抑制中的优势。在得到输入信号的微分信号基础上,根据图6所示方法,可以通过改变超前参数λ改变超前相位的大小。
采用图6所示方法,对纯净的正弦信号进行相位超前的仿真结果如图7所示。需要注意的是,针对不同的λ,需要对输出的幅值进行调整,调整可以采用仿真的方法来进行。
2 应用设计与仿真分析
根据以上原理分析,在具体的有源滤波器设计中应用跟踪微分器补偿谐波提取部分以及系统引起的相位滞后,提高有源滤波器的谐波滤除性能。现阶段,谐波提取方法主要包括以瞬时无功理论为基础的提取方法、以选频电路为基础的提取方法和以傅里叶变换为基础的频域分析方法。其中,以傅里叶变换为基础的提取方法需要对原始信号进行采样,在整个周期的基础上对原始信号进行傅里叶分解,并不是一种实时的谐波提取方法;瞬时无功理论中需要采用低通滤波器,这会使提取的基频分量相位比实际的相位滞后;选频电路采用带通滤波器,同样会造成提取得到的基频分量的相位滞后[13,14,15,16]。所以利用跟踪微分器在谐波提取中对提取的谐波信号进行相位超前操作,补偿提取算法造成的相位滞后。
有源滤波器谐波滤除功能有2种形式:一种是整体滤除,只需要将原始负载波形中的基频分量提取出来,而原始波形中除去基频分量得到的信号就是有源滤波器需要的补偿信号,用它控制补偿到负载侧的电流,与电源一起供给负载使电源侧波形近似为正弦波,由于只考虑提取之后的基频分量有相位滞后,需要对其相位进行补偿之后再从原始信号中减去基频分量得到补偿信号;另一种是单次或有限次谐波滤除,即针对特殊负载滤除特定次谐波,这时需要利用选频电路提取相应次谐波,谐波提取得到的波形为不同频率正弦波的向量和。2种情况谐波电流波形如图8所示。
虽然提取得到的谐波形式不同,但是可以采用同样的方法对其进行相位补偿。需要指出,相位补偿都是针对正弦信号,有源滤波器工作在整体滤除时对提取的基频信号进行相位补偿,而在分次补偿时分别对选频电路得到的正弦信号做相位补偿之后再对各次谐波分量求向量和。分次补偿时可以对整个有源滤波器系统产生的相位滞后进行补偿,而整体滤除时只能对谐波提取部分产生的相位滞后进行补偿,所以,采用本文方法对有限次谐波滤除的效果要比整体滤除时效果好。本文选择线性跟踪微分器对滞后的相位进行补偿,一阶线性跟踪微分器的状态方程如式(3)所示:
对其进行离散化得:
其中,h为积分步长;x(k)为函数x(t)在kh时刻的值;输出y2(k)就是输入信号的微分信号。利用图6所示方法,x1(k)作为v1,y2(k)作为v2,得到相位超前的离散化方程如式(5)所示:
其中,输出y(k)是对谐波提取得到的信号v(k)进行相位补偿后的信号;p为输出幅值调整参数,其值可以根据仿真来确定。
在离散化跟踪微分器相位超前算法的基础上,利用仿真的方法确定参数如下:信号周期20 ms,采样周期50μs,采样点数400,TD步长h=5×10-7,惯性时间常数τ1=10-4s,τ2=10-4s,x1、x2初值均为0,对实际的信号进行相位超前校正。利用跟踪微分器经过相位补偿之后的波形如图9所示。
由于仿真初值选择为0,而仿真中实际输入信号起始点不一定为0,导致跟踪微分器相位超前校正的起始数据产生超调,但是在实际情况中,输入信号是从0开始的,所以不会发生起始数据的超调。仿真结果表明,利用跟踪微分器可以实现谐波补偿电流的超前校正,并且超前的角度可以通过调整超前因子λ来进行控制,实现谐波补偿电流的相位可控性。这对提高有源滤波器的谐波滤除性能具有现实意义。
3 实验与性能比较
根据理论研究与实际仿真结果,在设计独立电网有源滤波器的基础上,对以上研究成果进行了实验验证,实验条件如下:电源电压160 V,负载电流25 A,负载谐波含量24%,PWM载波频率13 k Hz。实验结果如表1所示。
%
图10为在一般情况下,没有使用跟踪微分器对信号进行相位补偿时,独立电源系统有源滤波器的谐波滤除能力,图10(a)和(b)分别为有源滤波器工作前、后的负载电流波形与电流谐波百分比含量。图11为使用跟踪微分器对信号进行相位补偿时,独立电源系统有源滤波器的谐波滤除能力,图11(a)和(b)分别为有源滤波器工作前、后的负载电流波形与电流谐波百分比含量。
实验结果表明:在跟踪微分器应用前,由于补偿电流相位比负载需要的谐波电流存在相位上的滞后,原始谐波含量为24.2%,补偿之后电源仍然需要提供6.2%的谐波含量,补偿率较低(74.4%);通过采用微分跟踪器对补偿电流进行超前调节,使得有源滤波器补偿之后的电源侧谐波含量降为3.3%,补偿率达到了86.5%。可见,利用跟踪微分器对补偿电流进行相位超前调节能够明显提高有源滤波器的补偿性能。
4 结论
滤波系统 篇5
多传感器跟踪系统自适应Kalman滤波融合
多传感器目标跟踪的一个实际问题是如何获得目标的`过程噪声信息,以获得较好的跟踪性能.针对多传感器分布式估计融合系统,利用这种自适应技术给出了一种自适应Kalman滤波的融合方法,它具有与中心式相近的跟踪性能.计算机模拟结果表明:这种方法具有较优良的性能.
作 者：作者单位：刊 名：传感器与微系统 PKU英文刊名：TRANSDUCER AND MICROSYSTEM TECHNOLOGIES年，卷(期)：28(9)分类号：O231.1关键词：自适应Kalman滤波 目标跟踪 估计融合 adaptive Kalman filtering target tracking estimation fusion
滤波系统 篇6
关键词：有源滤波器（APF）；应用；选型
1.谐波电流产生的原因
在供用电系统中，交流电压和交流电流呈正弦波形。当正弦波电压施加在线性无源元件电阻、电感和电容上时，仍为同频率的正弦波。但当正弦波电压施加在非线性电路时，电流就变为非正弦波，非正弦波电流在电网阻抗上产生压降，会使电压波形也变为非正弦波。对于非正弦波周期电压、电流，可分解为傅里叶级数，其中频率与工频相同的分量称为基波，频率为大于基波频率的分量为谐波，谐波次数为谐波频率和基波频率整数比。如调光设备、荧光灯、变频空调、可控硅等均会产生多次谐波（本工程地下室采用LED照明；有大量风机及变频泵，单体内有空调、电梯等设备）。
2.目前谐波容量的确定主要有以下两种方法
2.1根据运行环境确定容量法
根据多年的運行经验，推导出下列谐波电流计算经验公式，可满足工程设计要求。公式为经验公式，计算过程仅设计数值计算，不设计量纲：
中等干扰，如节能灯、电脑、复印机、空调相对集中的办公楼、灯光照明比较多的体育场和舞台剧场、通信数据中心、银行数据中心、电视演播中心、一般工厂等，补偿系数选0.12～0.225。
强干扰的项目，如通讯基站、电弧炉、大型UPS设备、变频器、焊接机、整流设备等工厂，补偿系数选0.225～0.3。（特殊性的负载根据实际确定其补偿系数）
2.2根据谐波负载确定容量法
根据不同类型的非线性负载的各自容量，以及负载的电流畸变率（THDI）确定各自所需补偿电流的大小，叠加计算得出所需配置的A-APF的容量。
考虑到谐波估算误差，后续也可以扩容，因此一般实际容量配置建议按照总谐波测试值或计算值的1.2倍进行设计。
3.谐波对电力系统的危害
谐波对公用电网是一种污染，客观存在对公用电网和其他系统的危害主要有：
3.1谐波使公用电网的元件产生了附加的谐波损耗，降低了发电、输电及用电设备的使用效率，大量的三次谐波电流流过中线时会使线路过热甚至发生火灾；
3.2谐波影响各种电气设备的正常工作。谐波对电动机的影响除引起附加损耗外，还会产生机械振动、噪声和过电压，使变压器局部严重过热。谐波使电容器、电缆等设备过热、绝缘老化、寿命缩短以至损坏；
3.3谐波会引起公用电网中局部的并联揩振和串联揩振，从而使谐波放大，这就使上述的危害大大增加，甚至引起严重事故；
3.4谐波会导致继电保护和自动装置的误动作，并会使电气测量仪表计量不正确；
3.5谐波会对邻近的通信系统产生干扰，轻者引起噪声，降低通信质量，重者导致信息丢失，使通信系统无法正常工作。
4.现代商业建筑配电系统的谐波特点
4.1现代商业建筑中采用的变频设备
现代商业建筑中多采用6波头变频器。6波头变频设备产生的谐波主要以5、7次为主，11、13次为辅（更高次的谐波由于电流值较小，一般可忽略不计）。与单相设备相比，三相设备的单台容量较大，因此，其产生的谐波畸变较大，对配电系统影响也较大，应予以重点考虑。
4.2现代商业建筑中的单相设备
大部分办公及照明设备为单相整流设备。单相整流设备主要产生3次谐波，容易在中性线集聚，此时，中性线谐波含量可达相线谐波的3倍。这些设备单台功率不大，但由于其数量较多，总体负荷所占比重相对较大，因此，3次谐波的影响不可忽略，尤其在风机、空调等大功率设备停运的情况下。
4.3现代商业建筑负荷的运行特点
（1）季节性：现代商业建筑中的空调设备一般具有季节性运行的特点。
（2）时段性：商业、办公设备主要集中在9：00～18：00或9：00～21：00范围内运行，其他时段负荷较小。
4.4商业建筑负荷的容性特性
现代商业建筑中，一般采用电缆布线。长距离电缆，其容性特征较明显。现代商业建筑采用的照明设备都以带有整流或节能功能的现代照明灯具为主，其功率因数都较高。因此，在大功率负荷停运的情况下，系统整体可能出现功率因数高甚至过补偿的特点。所以，在对现代商业建筑配电设计时，要重点考虑 3、5、7 次谐波并存以及各次谐波具有季节性、时段性含量不同、影响不同的特点。同时，需兼顾功率因数补偿和谐波治理相结合。5商业建筑中的无源滤波及有源滤波应用
现代商业建筑配电系统中，一般采用串接电抗器的无源滤波补偿系统，一方面提升系统的功率因数，另一方面抑制系统中的主要次谐波。针对系统中3、5、7次谐波并存的情形，在配电设计中既可采用5.6%～7%电抗率抑制5、7次谐波的补偿，也可采用12%～14%电抗率抑制3次谐波的补偿，应根据系统中的设备情况综合考虑。然而，串接5.5%～7%或12%～14%电抗率的无源滤波补偿系统缺点如下：
（1）以无功补偿为主、抑制谐波为辅，其滤波特性受系统参数影响较大。
（2）只能消除部分特定次数的谐波，而对某些次数的谐波会产生放大作用，易产生谐振。
（3）滤波要求与无功补偿、调压要求难以同时兼顾。
（4）谐波电流增大时，可能造成无源滤波系统中元件设备过载。
若存在以上情况，可考虑采用无源滤波和有源滤波相结合的方式，既可有效滤除系统中的谐波，避免系统中谐波造成的危害，又能降低系统造价。有源滤波还具有以下优点：
（1）滤波目标可满足系统谐波总含量<3%，一般情况下，无源滤波的最大谐波畸变率为10%。
（2）高滤波性能，对于2～51次谐波均能滤除，无源滤波无法具备此优势。
（3）可在系统功率因数较高甚至接近1的情况下使用。现代商业建筑中，某些情况下功率
因数较高，无源滤波此时无法投运。有源滤波器的使用，可有效滤除系统中的谐波，避免谐波对楼宇自控、消防等设施的干扰和影响。
6.有源滤波器的选型
工程设计中，有源滤波器的使用一般有两种模式，其各自的选型一般按照以下原则进行。
6.1配电室集中滤波模式
该模式指在配电室集中采用一台或多台有源滤波器，对系统内产生的谐波集中滤波，达到谐波治理的目标，如图1所示。该情况下，一般按照谐波源负载的总功率，计算出总的基波电流，按照基波电流的30%考虑谐波电流值，此谐波电流值即为有源滤波器选型的电流参考值。在此基础上，综合考虑设备的运行情况进行调整，如设备不是同时投运，则以同时投运的最大负荷进行考慮。总谐波电流确定后，一般选择较大电流的有源滤波器，若一台容量不够，可多台并联使用。
图1 集中滤波模式接线图
如考虑经济性，则以谐波电流限值作为谐波治理目标。此时需要根据系统短路容量，按照GB/T 14549—1993《电能质量 公用电网谐波》中对各次谐波电流的限值，计算出可不予滤除的各次谐波电流值，再计算总的谐波电流有效值。集中滤波模式下一般采用三相四线制有源滤波器。
6.2大型谐波源设备就地滤波模式
该模式指对大功率谐波源设备单独进行就地滤波，如图2所示。
图2 就地滤波模式接线图
就地滤波的优点是：谐波就近被滤除，不对系统及设备产生干扰；滤波方式灵活，滤波效果较好，但可能受安装地点的影响。该情形下，按照谐波源设备的功率，计算其基波电流，根据其谐波特性，按照基波电流的20%～30%考虑谐波电流值。例如6波头变频设备，谐波电流值约为基波电流的30%，而12波头设备，其总谐波电流约为基波电流的12%。针对设备的滤波，谐波电流值可能与设备选型表中的电流值不一致，此时可采取数值就近的原则选型。
一般情况下，根据设备是三相三线制，还是三相四线制，选择对应的有源滤波器。
7.结语
随着电力电子设备的发展，有源滤波器正逐步在商业建筑中得到应用。其应用的原则既要考虑谐波电流的大小，还要考虑系统安全性的要求及整体造价与功率因数补偿的结合，同时需要根据现场情况，考虑设备的安装位置。
参考文献：
[1]朱海燕，韦忠善.RC有源滤波器的计算机辅助设计[J].广西职业技术学院学报，2011（04）
声音引导系统及其信号滤波的设计 篇7
关键词：声音信号滤波,声源定位,SPCE061A,信号采集
信号与信息处理学科是信息科学的重要组成部分, 该学科水平的高低反映一个国家的整体科技水平[1]。数字信号处理已在通信、声音、图像、自动控制、雷达、军事、航空航天等领域广泛应用。数字信号处理的主要研究对象是声音信号和图像信号。现代技术发展中, 实现智能化、数字化是控制系统的重要发展方向。而声音信号的处理是重要应用之一。滤波是声音信号处理的重要部分, 其主要目的是在信号中提取有用信号, 屏蔽无用的噪声。将提取的有用信号进行处理, 从而控制硬件实现智能化。声音控制小车是智能化发展的方向之一。下面通过具体的例子进行声音引导系统及其信号滤波的设计的分析和说明。
1硬件设计
1.1 硬件总体概况[2,3]
系统包括:音频处理终端模块, 声源控制终端模块, 无线发送、接收模块, 音频发送、接收模块, MMC-1芯片, 驱动电机模块。系统基本结构如图1所示。
整个系统可分为2大部分:声源定位和车体移动。系统各部分工作是由高性能芯片SPCE061A控制和协调, 它是整个系统的核心。SPCE061A[4]是一款16位结构的微控制器, 主要包括输入/输出模块、定时器/计数器, 数/模转换, 模/数转换, 串行设备的输入输出, 通用异步串行接口, 低电压监测和复位等部分, 并且内置在线仿真电路ICE接口, 较高的处理速度使其能够快速的处理复杂的数字信号, 应用十分广泛, 例如应用在家用电器控制器、工业控制、通信产品、医疗设备以及电子书籍等诸多方面。
系统利用蜂鸣器发出的固定报警声音作为输入系统, 使用2个音频接收模块对声音进行采集、放大、滤波等处理, 根据2个接收模块接收到音频的时间差判断小车的位置, 通过nRF2401芯片对小车发出无线信号控制小车移动。
1.2 单元电路模块的设计
1.2.1 无线发送接收模块
这里采用nRF2401作为该系统的通信模块。
单片机向nRF2401发送数据时, 由一帧数据组成, 前一段为地址段, 后一段为数据段, 当nRF2401接收到数据后将数据打包后再发送。
当nRF2401接收端成功接收到数据后, 将会置位对应的数据请求管脚DR1/DR2, 单片机通过查询该管脚状态, 或者通过中断方式接收数据, 从而实现实时控制。通过无线传输模块nRF2401就能很轻松地对无线接收端进行有效实时控制, 具有很好的实时性。
1.2.2 音频信号发送模块与接收模块
在此采用频率为5 Hz占空比为1∶9的脉宽调制信号驱动蜂鸣器作为信号源。音频的接收模块是通过运放以及滤波处理输出稳定的脉冲信号。电路如图2所示。
声音接收和处理是本系统的关键部分, 本模块使用5级信号处理系统, 第1级使用三极管对MIC接收到脉冲信号进行放大, 然后使用C1隔直流;第2级采用LM324对信号进行放大, 再隔直流;第3级使用带通滤波器[5]滤除周围的噪声, 如图3, 4所示, 通过频域分析法[6]计算出R, C值, 其中f0=2 000 Hz;第4级再通过比较器生成数字信号;第5级使用555触发器[7]搭成单稳态电路, 如图5所示。经过5级处理后把音频信号变为数字脉冲信号。滤波处理前与处理后的波形如图6所示。2个通道分别为A, B两点采集的脉冲数据, 用来计算波形差定位的。通过计算声源发出的声音被各个音频接收模块接收到的时间差来确定声源与音频接收模块的相对位置。
1.2.3 电机驱动模块
在此外接一个全桥驱动芯片 (这里使用L298芯片) 就可以控制直流电机[8,9]工作, 直流电机驱动原理如图7所示。
通过SPCE061A处理器的I/O口发送控制信号, 就能很简单地驱动L298来控制电机。
引脚IN1和IN2控制M1正转和反转, 通过EN1输入PWM信号控制直流电机M1的转速, 同理, 通过IN3和IN4控制M2正转和反转, 通过EN2输入PWM信号控制直流电机M2的转速。
1.2.4 声光报警模块
声光报警系统利用软件实现, 当接收端接收到音频信号的时间差在一定阈值中时, 小车停止, I/O口发出高电平, 选通三极管的基极, 使蜂鸣器发出声音, 同时给发光二极管电压, 使二极管发光。
2系统软件设计
2.1 系统软件设计
系统软件程序流程图如图8所示。
2.2 声源定位算法[10]设计
系统软件设计部分主要是实现移动声源定位, 以下是2种算法的思路:
(1) 声源定位算法1。首先将对声源的定位问题放在同一平面里, 定位的结果为声源点坐标。
如图9所示, 在一个平面上分布2个传感器的位置A和B, 当平面上某处S (x, y) 发出声波时, 2个传感器将先后接收到信号。实验时并不能真正测到事件到达的绝对时间, 而只能测出它们的时间差, 设声波沿媒质表面的传播速度为v, 可以得到:
式 (1) 两端同乘以
联立式 (1) 和 (2) 可得:
令:
可简写为:
根据A, B两点接收信号时间差和声音在空气中的传播速度, 计算出声源S (x, y) 的坐标, 确定声源的位置。
(2) 声源定位算法2。如图10所示, 小车上蜂鸣器发出声音, 接收点1先接收到下降沿, 触发外部中断1, 开Timer_A, 开始计数;当接收点2接收到下降沿时, 开外部中断2, 算出差值Delta_time, 通过Delta_time来判断声源距离接收点1和接收点2的差值的大小, 如果为正则声源向接收点1靠近;如果为负则声源向接收点2靠近;如果在零左右的一定阈值里, 则说明声源在ox的一定范围之内, 声源停止。
3系统调试
测试仪器如表1所示。
(1) 音频信号测试。
测量结果:用SPCE061的1 kHz时基中断让蜂鸣器响20 ms, 停止180 ms, 产生周期为200 ms的音频脉冲信号。
(2) 声源移动距离测试。
可移动声源发出声音后开始运动, 到达ox中线停止, 这段运动时间为响应时间。测量响应时间, 采用下面公式计算出响应的平均速度, 要求平均速度大于5 cm/s, 平均速度实际测量结果如表2所示。
(3) 声源移动距离定位误差测试。
可移动声源停止后的位置与ox中线之间的距离为定位误差。移动声源运动中任意时刻超过ox中线左侧距离为过线距离。定位误差实际测量结果如表3所示。
(4) 声源声光报警测试。
测量结果:可移动声源到达ox中线后, 有发光二极管发光, 蜂鸣器发出声音。
4结语
系统采用了滤波系统对声音信号进行滤波, 使得原本杂乱无章的信号变成系统可清晰辨别的脉冲信号, 由于信号采集系统对外界的信号特别灵敏, 只要有声音便能让其通过采样, 滤波变成一个脉冲信号, 所以系统对外界的环境要求特别高, 在信号测试阶段, 必须屏蔽掉其他噪音, 使系统采集声源的声音, 这里通过低通滤波器对外界的噪声进行屏蔽, 达到了很好的效果, 可以对声源 (小车) 进行很好的控制。
声音滤波电路在实际生活中有很多应用, 可以通过声音的采集滤波实现对某种声音的响应, 比如智能声控机器人, 通过人的声音对智能机器人实现起名, 控制向左、向右行走等。
参考文献
[1]张贤达.现代信号处理[M].北京:清华大学出版社, 2002.
[2]凌阳科技.凌阳61板使用说明书[EB/OL].[2003-06-23].http://www.unsp.com.cn.
[3]罗亚非.凌阳16位单片机应用基础[M].北京:北京航空航天大学出版社, 2005.
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[5]康华光, 陈大钦, 张林.电子技术基础 (模拟部分) [M].5版.北京:高等教育出版社, 2006.
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[7]康华光, 陈大钦, 张林.电子技术基础 (数字部分) [M].5版.北京:高等教育出版社, 2006.
[8]芯片数据库.L298n电机驱动中文资料 (L298应用实例) [EB/OL].[2009-01-14].http://share.dzjs.net/down/2009/0104/file_5171.html..
[9]唐介.电机与拖动[M].2版.北京:高等教育出版社, 2007.
浅谈电力系统谐波及滤波 篇8
关键词：谐波,谐波抑制,有源滤波
我们知道, 在我们生活中广泛使用电力电子装置, 为我们提供高效使用电能的手段, 同时也提高了我们的生活水平。但是, 电力电子装置的广泛应用也使电网的谐波污染问题日趋严重, 影响了供电质量。目前谐波与电磁干扰、功率因数降低已并列为电力系统的三大公害。因而了解谐波产生的机理, 消除供配电系统中的高次谐波问题对改善供电质量和确保电力系统安全稳定经济运行有着非常积极的意义。
1 谐波及其起源
所谓谐波是指一个周期电气量的正弦波分量, 其频率为基波频率的整数倍。周期为T=2π/ω的非正弦波形。电力系统所指的谐波是稳态的工频整数倍数的波形, 电网暂态变化诸如涌流、各种干扰或故障引起的过压、欠压均不属谐波范畴;谐波与不是工频整倍数的次谐波 (频率低于工频基波频率的分量) 和分数谐波 (频率非基波频率整倍数的分数) 有定义上的区别。
谐波主要由谐波电流源产生:当正弦基波电压施加于非线性设备时, 设备吸收的电流与施加的电压波形不同, 电流因而发生了畸变, 由于负荷与电网相连, 故谐波电流注入到电网中, 这些设备就成了电力系统的谐波源。系统中的主要谐波源可分为两类:含半导体的非线性元件, 如各种整流设备、变流器、交直流换流设备等节能和控制用的电力电子设备;含电弧和铁磁非线性设备的谐波源, 如日光灯、交流电弧炉、变压器及铁磁谐振设备等。
随着国民经济的发展, 用电设备的增多, 为保证电网和用电设备的安全经济运行。我国国家技术监督局于1993年颁布了国家标准GB/T14549-93《电能质量公用电网谐波》, 标准给出了公用电网谐波电压、谐波电流的限制值。
如国内某轧钢厂的4000k W交流变频同步电机的调速系统, 在某种工况下在某种工况下5次谐波含量达到15.88%, 7次谐波含量达7.9%。另外, 低于电网频率的次谐波和大量的分数次谐波, 使电流总谐波畸变率最高时可达25.87%, 电压总谐波畸变率最高时可达6.19%。远高于国家标准GB/T14549-93《电能质量公用电网谐波》, 可见, 谐波对电网的污染是相当严重的。
2 高次谐波的危害
谐波污染对电力系统的危害是严重的, 主要表现在:
1) 谐波影响各种电气设备的正常工作。对如发电机的旋转电机产生附加功率损耗、发热、机械振动和噪声;对断路器, 当电流波形过零点时, 由于谐波的存在可能使开断困难, 并且延长故障电流的切除时间。
2) 谐波对供电线路产生了附加损耗。由于集肤效应和邻近效应, 使线路电阻随频率增加而提高, 造成电能的浪费;由于中性线正常时流过电流很小, 故其导线较细, 当大量的三次谐波流过中性线时, 会使导线过热, 损害绝缘, 引起短路甚至火灾。
3) 使电网中的电容器产生谐振。工频下, 系统装设的各种用途的电容器比系统中的感抗要大得多, 不会产生谐振, 但谐波频率时, 感抗值成倍增加而容抗值成倍减少, 这就有可能出现谐振, 谐振将放大谐波电流, 导致电容器等设备被烧毁。
4) 谐波将使继电保护和自动装置出现误动作, 并使仪表和电能计量出现较大误差。
谐波对其他系统及电力用户危害也很大:如对附近的通信系统产生干扰, 轻者出现噪声, 降低通信质量, 重者丢失信息, 使通信系统无法正常工作, 影响电子设备工作精度, 使精密机械加工的产品质量降低;设备寿命缩短, 家用电器工况变坏等。
3 谐波的检测和分析方法
为了有效补偿和抑制负载产生的谐波电流, 首先必须对含有的谐波成分有精确的认识, 因而需要实时检测负载电流中的谐波分量。现有的谐波电流检测和分析方法主要基于以下两种原理:
3.1 带阻滤波法
这是一种最为简单的谐波电流检测方法, 其基本原理是设计一个低阻滤波器, 将基波分量滤除, 从而获得总的谐波电流量。这种方法过于简单, 精度很低, 不能满足谐波分析的需要, 一般不用。
3.2 带通选频法和FFT变换法
带通选频方法采用多个窄带滤波器, 逐次选出各次谐波分量, 利用FFT变换来检测电力谐波是一种以数字信号处理为基础的测量方法, 其基本过程是对待测信号 (电压或电流) 进行采样, 经A/D转换, 再用计算机进行傅里叶变换, 得到各次谐波的幅值和相位系数。
这两种方法都可以检测到各次谐波的含量, 但以模拟滤波器为基础的带通选频法装置, 结构复杂, 元件多, 测量精度受元件参数、环境温度和湿度变化的影响大, 且没有自适应能力;后一种检测方法其优点是可同时测量多个回路, 能自动定时测量。缺点是采样点的个数限制谐波测量的最高次数, 具有较长的时间延迟, 实时性较差。
4 谐波抑制方法
在电力系统中对谐波的抑制就是如何减少或消除注入系统的谐波电流, 以便把谐波电压控制在限定值之内, 抑制谐波电流主要有三方面的措施:
4.1 降低谐波源的谐波含量
也就是在谐波源上采取措施, 最大限度地避免谐波的产生。这种方法比较积极, 能够提高电网质量, 可大大节省因消除谐波影响而支出的费用。具体方法有:
4.1.1 增加整流器的脉动数
整流器是电网中的主要谐波源, 其特征频谱为:n=Kp±1, 则可知脉冲数p增加, n也相应增大, 而In≈I1/n, 故谐波电流将减少。因此, 增加整流脉动数, 可平滑波形, 减少谐波。如:整流相数为6相时, 5次谐波电流为基波电流的18.5%, 7次谐波电流为基波电流的12%, 如果将整流相数增加到12相, 则5次谐波电流可下降到基波电流的4.5%, 7次谐波电流下降到基波电流的3%。
4.1.2 脉宽调制法
采用PWM, 在所需的频率周期内, 将直流电压调制成等幅不等宽的系列交流输出电压脉冲可以达到抑制谐波的目的。在PWM逆变器中, 输出波形是周期性的, 且每半波和1/4波都是对称的, 幅值为±1, 令第一个1/4周期中开关角为γi (i=1, 2, 3……m) , 且0≤γ1≤γ2≤……≤γm≤π/2。假定γ0=0, γm+1=π/2, 在 (0, π) 内开关角α=0, γ1, γ2, ……, γm, π-γm, ……, π-γ2, π-γ1。PWM波形按傅里叶级数展开, 得
由式可知, 若要消除n次谐波, 只需令bn=0, 得到的解即为消除n次谐波的开关角α值。
4.1.3 三相整流变压器采用Y-d (Y/Δ) 或D、Y (Δ/Y) 的接线
这种接线可消除3的倍数次的高次谐波, 这是抑制高次谐波的最基本的方法。
4.2 在谐波源处吸收谐波电流
这类方法是对已有的谐波进行有效抑制的方法, 这是目前电力系统使用最广泛的抑制谐波方法。主要方法有以下几种:
4.2.1 无源滤波器
无源滤波器安装在电力电子设备的交流侧, 由L、C、R元件构成谐振回路, 当LC回路的谐振频率和某一高次谐波电流频率相同时, 即可阻止该次谐波流入电网。由于具有投资少、效率高、结构简单、运行可靠及维护方便等优点, 无源滤波是目前采用的抑制谐波及无功补偿的主要手段。但无源滤波器存在着许多缺点, 如滤波易受系统参数的影响;对某些次谐波有放大的可能;耗费多、体积大等。因而随着电力电子技术的不断发展, 人们将滤波研究方向逐步转向有源滤波器。
4.2.2 有源滤波器
早在70年代初期, 日本学者就提出了有源滤波器APF (Active Pow e r Filte r) 的概念, 即利用可控的功率半导体器件向电网注入与原有谐波电流幅值相等、相位相反的电流, 使电源的总谐波电流为零, 达到实时补偿谐波电流的目的。
与无源滤波器相比, APF具有高度可控性和快速响应性, 能补偿各次谐波, 可抑制闪变、补偿无功, 有一机多能的特点;在性价比上较为合理;滤波特性不受系统阻抗的影响, 可消除与系统阻抗发生谐振的危险;具有自适应功能, 可自动跟踪补偿变化着的谐波。目前在国外高低压有源滤波技术已应用到实践, 而我国还仅应用到低压有源滤波技术。随着容量的不断提高, 有源滤波技术作为改善电能质量的关键技术, 其应用范围也将从补偿用户自身的谐波向改善整个电力系统的电能质量的方向发展。
4.2.3 防止并联电容器组对谐波的放大
在电网中并联电容器组起改善功率因数和调节电压的作用。当谐波存在时, 在一定的参数下电容器组会对谐波起放大作用, 危及电容器本身和附近电气设备的安全。可采取串联电抗器, 或将电容器组的某些支路改为滤波器, 还可以采取限定电容器组的投入容量, 避免电容器对谐波的放大。
4.2.4 加装静止无功补偿装置
快速变化的谐波源, 如:电弧炉、电力机车和卷扬机等, 除了产生谐波外, 往往还会引起供电电压的波动和闪变, 有的还会造成系统电压三相不平衡, 严重影响公用电网的电能质量。在谐波源处并联装设静止无功补偿装置, 可有效减小波动的谐波量, 同时, 可以抑制电压波动、电压闪变、三相不平衡, 还可补偿功率因数。
4.3 改善供电环境
选择合理的供电电压并尽可能保持三相电压平衡, 可以有效地减小谐波对电网的影响。谐波源由较大容量的供电点或高一级电压的电网供电, 承受谐波的能力将会增大。对谐波源负荷由专门的线路供电, 减少谐波对其它负荷的影响, 也有助于集中抑制和消除高次谐波。
5 小结
滤波系统 篇9
太阳能以其取之不尽、用之不竭的优点成为最具发展潜力的新能源之一,以光伏发电等新能源为代表的分布式电源正逐渐从独立系统朝大规模并网方向发展[1,2,3,4]。但光伏发电出力受天气变化影响而具有间歇性与不确定性的特点,使得光伏并网逆变器的利用率仅为20%左右[4]。另外,当代电力系统中大量非线性负载的使用,导致电网特别是远离负荷中心的电网末梢电能质量下降。而光伏并网系统与并联型有源电力滤波器(Active Power Filter,APF)在结构与控制上是相似的,扩展光伏发电并网系统,使其能够调节电网电能质量的研究引起了广泛关注[1,2,3]。具有有源滤波功能的光伏并网系统不仅能够提高设备的利用率,节约投资成本,同时达到了抑制电网谐波的目的[1,2,3]。LCL滤波器因具有较高的高频衰减率及动态性能已成为新的研究热点,相比传统的L或LC型滤波器,LCL滤波器能够抑制高次谐波分量进入电网、系统不需要配备专用的高频滤波器,更大程度减少谐波对电网的危害[5,6]。
结合LCL滤波器能够抑制高频谐波与并网电流纹波的特点,可使具有APF功能的光伏并网系统在不用配备高频滤波器的情况下有效地抑制开关谐波,更好地达到改善电网电能质量、提高设备的利用率的目的。目前虽有文献提及将LCL滤波器应用于具有APF功能的光伏并网系统中,但并无进一步深入研究[1,7]。针对上述问题,本文将LCL滤波器应用于具有APF功能的光伏并网系统,并从该系统具有光伏有功并网与谐波抑制双重功能的角度,考虑了有功基波注入、谐波电流变化率、开关次谐波及电流闭环控制器带宽等要求提出了一套适用于具有APF功能的光伏并网系统的LCL参数设计方法。为使系统在实现谐波补偿时效果更佳,采用准PR+HC控制策略对低频谐波进行补偿,实现光伏并网与谐波抑制双重功能。最后通过Matlab/Simulink仿真及RT-LAB实时仿真器[8]试验验证了理论方法的有效性。
1 系统结构与原理
图1所示为具有APF调节功能的光伏并网系统结构框图。
图1中光伏电池阵列经最大功率点跟踪(Maximum Power Point Tracking,MPPT)电压调节控制得到并网有功电流指令信号ip*,补偿信号提取单元得到需要补偿谐波电流指令信号ih*,最后经指令信号合成单元得到并网指令信号ic*控制逆变器工作,输出并网电流经LCL型滤波器滤波,将高质量的光伏有功能量注入电网,并对电网谐波进行抑制,改善电能质量。采用LCL型滤波器的并网系统可以有效减少电流中高次谐波含量,相同的谐波抑制效果下,LCL型滤波器所需要的电感比L型滤波器明显减小,在成本及动态性能方面更有优势。
为简化分析,取单相系统等效电路,如图2所示。由KVL、KCL可得三相静止坐标系下的a相方程为
式中,ri、rs为相应电感寄生阻抗。
1.1 LCL滤波器的原理分析
图3为LCL滤波器的结构框图,忽略寄生电阻,可得到并网电流、桥侧电流与输出电压的函数关系为
又L型滤波器的传递函数关系式为
令LT=Li+Ls,由式(2)、式(5)分别绘出LCL型和L型滤波器的频率特性,如图4所示。
由图4可见,在低于谐振频率时,两者频率响应的斜率相同,可以将LT当作电感值为Li+Ls的一个等效电感。但在高于谐振频率时LCL滤波器以-60d B/dec衰减,而L滤波器以-20 d B/dec衰减,因此可知在相同滤波效果的情况下,LCL滤波器的电感值比L型滤波器小,故LCL滤波器损耗较小,动态性能也更好。
1.2 LCL滤波器的设计
由1.1节可知,LCL滤波器的设计涉及到Li、Ls、Cf及谐振频率fres等参数的选择,这四个参数相互耦合、相互影响,且其选择直接影响滤波效果。
1.2.1 总电感值LT的确定
LCL滤波器的总电感值决定了逆变器输出电流的跟踪速度与精度。光伏并网逆变器要求电感两端的纹波电流控制在额定输出的15%~25%,取允许纹波峰值为20%,由此可以得到总电感LT的下限值[5]为
其中:Us为电网相电压有效值;Udc为直流侧电压;fsw为开关频率;Ppv为光伏电池输出功率。
由于在具有APF功能的光伏并网系统中,逆变器额定输出电流Ic*是由光伏有功并网信号与谐波补偿指令组成的叠加信号,包含了基波分量与各次谐波分量。而谐波电流的变化率相对较大,为了满足补偿后总谐波畸变率在要求范围以内,因此设计总电感时,需要考虑谐波电流变化率的问题。取谐波含量最大,即Ic*全为谐波分量的情况(如夜晚不进行光伏发电时)分析
为使电流变化率尽量提高,可得到LT上限值。以最常见的三相整流桥带阻感性负载为例,取经验公式[9],可得到
式中Ic约为负载电流的0.3倍[9],在本系统中可取
其中,Pload为负载功率。
当具有APF功能的光伏并网系统工作在同时进行光伏并网与谐波抑制的模式时,可根据实际注入的光伏有功功率与负载功率分别通过式(6)、式(9)计算总电感值的范围。
1.2.2 电容Cf的确定
电容Cf为高频谐波分量提供了低阻通路,为了尽可能减少注入电网的高频分量,应使容抗XCf小于网侧电感Li感抗的20%,即满足
由式(2)可知,在is vr不变即滤波效果一定的情况下,Cf越大,总电感值取值越小。但考虑到本系统需要实现光伏有功电流注入电网,Cf过大会使并网功率因数降低,限制Cf吸收的基波无功功率不大于系统额定有功功率的5%[5],由此确定上限值Cf为
其中:P为逆变器额定功率;f1为电网基波频率。
1.2.3 谐振频率的确定
光伏并网系统中要求LCL滤波器的谐振峰不能出现在低频或高频段,避免中低频的并网谐波电流被放大,并使开关频率附近的高频分量得到有效的抑制,取[5]
但在具有APF功能的光伏并网系统中,由于逆变器输出电流还需要对非线性负载产谐波进行补偿,以典型的三相桥式整流电路为例,一般需要对25次以内的谐波进行补偿[9],为了保证非线性负载谐波电流的补偿效果,在本系统中可将式(12)修改为
使谐振频率更靠近开关频率的一半,对有功基波与谐波补偿的叠加信号在中低频具有较宽的通频带。
1.2.4 Li与Ls的确定
Li与Ls均分滤波器的总电感值,即Li+Ls=LT。两者的取值也会影响电容、谐振频率及滤波效果等。为了确定Li与Ls值,引入开关次谐波衰减比作为约束条件,由式(4)可得
其中,ωsw为开关频率处角频率。
当总电感与电容值确定时,设谐波电压为1,可由式(3)得到|ii|与r的关系变化曲线,如图5所示。当0
1.3 参数设计实例
由1.2.1~1.2.4节分析可得到LCL滤波器中Li、Ls、Cf及fres四个参数的取值方法,设计过程如下。
1)设电网线电压有效为220 V,基波频率50Hz,开关频率10 k Hz,光伏阵列直流侧电压500 V,逆变器额定功率为5 k W。以系统工作在光伏并网与谐波补偿的双重功能模式下为例,设不控整流桥带阻感性负载,LR=80Ω,LL=1 m H,光伏实际输出功率4 500 W。由(6)得LT>2.65 m H,由式(9)得LT<26.7 m H,取电感值为4.5 m H。由式(11)得Cf<16.5μF。
2)令Li/Ls=r、ii/is=b。并由式(11)、式(12)得到式(15)、式(16)。
至此r、b、Cf及fres取值范围已确定,由Matlab编程,可得到在满足b、fres范围时r、Cf的取值数组,最终确定Li、Ls、Cf及fres取值,并校验是否满足各约束条件,取10组参数计算的范例如表1所示。最终取iL=2.96 m H、Ls=1.54 m H、Cf=1.9μF,此时有fres=3629 Hz、衰减比d=0.0949。
2 系统控制策略
由图4可知,LCL滤波器会使系统存在谐振峰,导致系统不稳定。因此,可以通过在电容上串联或并联电阻使系统稳定,称为“无源阻尼”策略[10,11]。滤波电容串联电阻rd后,系统传递函数式(2)相应变为
阻尼前后的频率特性如图6所示,加入阻尼电阻后,LCL滤波器的谐振峰得到了有效地抑制,但额外的阻尼电阻会产生功率损耗,故本文采用滤波电容电流反馈的控制策略来实现有源阻尼。
引入有源阻尼内环Gad(s)代替后阻尼电阻,电流环控制如图7所示。
令Gad(s)=kd,刚引入电容电流反馈后的闭环传递函数为
由式(18)可得到反馈系数为
式中,ζ为阻尼比,阻尼比越大,阻尼效果越好,但过大的阻尼比也会使得系统的稳定裕度降低。在光伏并网系统中,选ζ=0.4左右,可达到较好的效果。但本系统中,同时进行光伏并网与谐波补偿,因此指令信号中含有谐波分量,阻尼系统越小时对低频段的抑制效果也越差,在具有有源滤波功能的光伏并网系统背景下,经多次仿真比较,选择最佳阻尼比ζ=0.707时可以在不影响系统稳定裕度的情况下达到最佳效果。
当逆变器的参考为直流信号时,采用常规PI控制对直流量提供高增益,实现无静差跟踪控制。但在具有APF功能的光伏并网系统中,控制逆变器工作的指令信号是交流量,且需要对谐波进行补偿,其指令信号中含有以电网频率变化的多个正弦信号。因此本文采用广义积分器实现对光伏有功基波信号的无稳态误差跟踪控制,并对特定频率谐波进行补偿实现有源滤波功能。PR控制器由比例环节和广义积分环节组成,其传递函数为
式中:kp与kr分别为比例增系数和广义积分系数,ω0为基波谐振角频率。
PR控制器对特定角频率具有无穷大增益,但其带宽窄、鲁棒性差,当电网频率偏移时,不能有效跟踪参考信号,影响控制效果。因此本文采用准PR+HC控制[11],减弱电网频率偏移对有功并网与谐波补偿效果的影响。准PR控制器的传递函数为
对于由非线性负载引起的谐波电流,以5,7,9,11,13,17,19次为主[9],因此将准PR控制器应用在电流环Gci(s)的控制中,可以较好地跟踪指令信号,实现光伏有功基波分量并网与谐波抑制双重功能。
3 仿真试验及分析
系统参数如1.3节所述。光伏电池采用江苏无锡尚德的光伏组件STP185S-24/Ad,MPPT采用电导增量法。
1)光伏并网
图8中分别为系统单独进行光伏并网时a相的波形图,从上至下依次为电网电压、电网电流、有功指令信号及有功跟踪信号。由波形结果可看出,指令信号为正弦基波有功信号,电网电压与电网电流反相,表明系统此时工作在光伏注入电网的逆变状态。
2)谐波补偿
图9中分别为系统单独进行谐波补偿时a相的波形图,从上至下依次为电网电压、电网电流、谐波补偿指令信号、谐波补偿跟踪信号及负载电流。由图可知,指令信号为非线性负载产生的谐波分量补偿量,此时系统能够检测出谐波分量并控制光伏并网逆变器对其进行补偿,原畸变的电网电流已接近正弦波,验证了光伏并网系统能够实现有源滤波的功能。
3)光伏有功并网与谐波补偿统一控制
图10中分别为系统同时进行光伏并网与谐波补偿时a相的波形图,从上至下依次为电网电压、电网电流、有功与谐波补偿指令信号、有功与谐波补偿跟踪信号及负载电流。由图可知,此时指令信号中既包含有功分量,也包含了谐波补偿信号,光伏逆变器在将光伏有功功率注入电网同时也对由非线性负载产生的谐波电流进行补偿,验证了具有有源滤波功能的光伏并网系统能够实现有功并网与谐波补偿的双重功能。
系统采用准PR+HC控制策略对电流环进行控制,向电网注入光伏有功基波电波,并对指定次谐波进行消除,由于非线性负载引起的谐波以25以内奇次谐波为主,对5、7、11、13、17、19次等进行消除后的电网电流频谱分析,如图11所示。补偿后的低频段谐波含量控制在0.15%以内,验证了系统控制策略的有效性。
图12是将系统中LCL滤波器电容支路断开后变为单电感滤波器时的a相波形图。对比图10可知,采用LCL滤波器时的电网电流纹波明显较小,且LCL滤波器能够有效地抑制开关次谐波注入电网,图13(a)、图13(b)分别为LCL与L滤波器下的开关频率附近谐波含量,由图可知,在LCL滤波器下,开关频率附近的谐波含量控制在0.2%左右,而L滤波器的开关频率附近谐波则为1.3%左右,证明开关次谐波明显下降。
为了进一步验证理论的有效性,本文采用RT-LAB实时仿真器进行仿真试验,RT-LAB实时仿真器是加拿大Opal-RT公司开发的一套基于模型的工程设计和测试应用平台,应用RT-LAB可以进行实时仿真、快速控制原型和硬件在回路测试[8],限于RT-LAB的精度,模型中仅对5,7次谐波进行补偿,结果如图14所示。
比较LCL滤波器与L滤波器的并网电流,如图15所示,可看出LCL电流纹波较小,与仿真结果相符。
4 结论
本文详细分析了基于LCL滤波器的具有有源滤波功能的光伏并网系统数学模型,根据逆变器并网指令信号由有功基波分量与谐波分量叠加的特点,考虑实际注入电网的光伏有功功率与负载功率的情况,设计出相应的LCL参数设计方法,该方法思路清晰,物理意义明确。通过有源阻尼的方法抑制LCL滤波器产生的谐振问题,在光伏并网逆变的基础上,调整有源阻尼反馈系数,使得对低频段的谐波分量的抑制效果更好,最后采用准PR+HC控制器较好地实现了有功功率并网及谐波补偿的双重功能。仿真及试验结果验证了本文参数设计方法及控制方法的有效性与可行性。具有有源滤波功能光伏并网系统采用LCL滤波器后,不仅实现了光伏并网与谐波补偿的双重功能,同时向电网注入的电流纹波更小、开关次谐波含量更低,电网电流在高频段的波形质量更好,节省了配备高频滤波器的需要。
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滤波系统 篇10
实验的目的是把传统的基于线性滤波器的FBG解调系统受环境温度变化带来的影响降低,从而提高系统的稳定性与可靠性。对系统改进后实现基于GPRS网络的数据传输系统应用[1,7,8]。使基于线性滤波器的传感解调系统达到远程、智能、高效的目的。实验中采用GPRS网络对解调系统所测物理量进行远程实时在线监测,从而可以快捷、方便地得出FBG传感器所处环境的温度值。以实现解调系统的远程实时智能测量。
1 基于线性滤波器的FBG传感解调系统
宽带光源发出的光经过隔离器后经过耦合器1到达FBG,FBG产生的反射光波长会随外界温度的变化而改变。反射光再经耦合器1后到达耦合器2,耦合器2将FBG的反射光等功率分成两路光,S1作为参考光进行直接探测,S2经过线性滤波器作为探测光,对采集到的光信号进行光电转换变为电信号,再经过AD采集模块采样[9]。最后经过有线传送到计算机。实现数据的显示与存储。解调原理图如图1所示。
利用光谱分析仪测量线性滤波器的透过率曲线,光谱图如图2所示,在1 540.0～1 541.5 nm的波长范围内,光功率与波长近似成线性关系。本实验是利用此波段的光信号来进行解调实验,实验中采用中心反射波长为1 540.0 nm的光纤Bragg光栅。
两路光信号S1和S2通过光电探测器变为相应的电压信号U1和U2,电压信号值U1和U2的大小反映了S1和S2两路光信号光功率的大小,利用数据采集器对电压信号U1和U2进行采样,将两路光电压值进行比较得B=U1/U2,如下式
式中,S(λ)为光源功率,T1(λ)为耦合器1的透过率,T2(λ)为耦合器2的透过率,R(λ)为FBG的反射率,D(λ)为线性滤波器的透过率。由于S(λ)、T1(λ)、R(λ)、T2(λ)为常数,则式(1)可简化为
由式(2)可知,比值的变化只与线性滤波器的透过率D(λ)有关,当FBG所处环境温度不变时,FBG反射波长一定,此时线性滤波器的透过率理论上应为一常数,这时比值应该为一个常数。
而实际上,当FBG所处环境温度不变时,线性滤波器所处温度变化时,比值发生了一定的变化,这时观察两路光S1和S2在线性滤波器所处不同温度下电压值的变化情况及比值变化情况,如表1所示。
从表1中可知,比值随着线性滤波器所处环境温度的变化而发生了一定的变化。因此线性滤波器所处的环境温度将对解调系统的稳定性和准确性有很大影响。
2 加温控装置后解调系统的稳定性测量
由表1可知,线性滤波器的透过率受其所处环境温度影响较大,因此实验设计了一套恒温系统,将线性滤波器置于恒温系统中,这样线性滤波器的透过率就不会随着外界环境温度的变化而变化。实验将恒温系统的温度值控制在40℃±0.5℃来减小线性滤波器受环境温度变化带来的影响。从而使得该解调系统的测量值更加精确,通过改进使系统的性能得到极大提高,恒温系统原理框图如图3所示。
恒温系统采用DS18B20温度传感器来测量线性滤波器所处环境的温度值,当线性滤波器所处环境温度低于预设的温度值时,由ARM7控制PMOS管导通实现对加热布供电,对恒温系统进行加热,使线性滤波器所处环境温度基本恒定在预设的温度值。当线性滤波器所处环境温度高于预设的温度值时,由于没有设计降温系统,此时温控系统将失去作用。因此,为了避免出现环境温度大于恒温系统预设温度值,应该将预设温度值设置为大于环境温度,试验中选择了40℃。对线性滤波器加上恒温系统后当FBG所处环境温度不变时,每隔半小时对两路光信号S1和S2的电压值进行一次数据采集,采集数据如表2所示。
从表2中可以看出,在加入温控装置后,两路光信号的比值基本恒定在一个常数的状态下,这对于解调系统的稳定性有了极大地提高。此时整套解调系统只有FBG的反射光波长受环境温度变化而变化,文中实验正是利用此变化来测量环境温度。
3 基于GPRS的现场数据采集系统的设计
基于GPRS的远程监控系统是集现代无线通信技术、信号采集技术以及计算机网络技术为一体的现代监控系统,已经成为现代监控领域发展的新趋势。该系统通过GPRS网络与Internet相结合,实现了计算机与远程ARM监控终端的通信。整个系统由监控中心上位机软件、无线通信链路和监控终端(FBG传感解调设备)三部分组成[1]。监控中心上位机软件完成与远程FBG传感解调设备连接及对设备的控制,对远程FBG传感解调设备传回来的数据进行分析、显示、存储等操作。远程FBG传感解调设备主要用来采集现场温度、图像或视频信息,向监控中心上位机软件传送相关信息。GPRS网络起桥梁作用,完成与Internet网络的信息交互[3]。数据采集系统原理框图如图4所示。
基于GPRS网络的现场数据采集系统由基于线性滤波器的FBG传感解调设备采集现场的两路光信号的能量值进行比值,由SIMCOM公司的一款三频段GSM/GPRS模块SIM300模块通过GPRS网络将比值信息、图片或图像信息传送到监控中心上位机软件,SIM300内部集成了TCP/IP协议栈、具有双音频通道、并具有低功耗模式等优点,因此特别适合于开发数据传输设备。上位机软件根据SIM300通过GPRS网络传回的比值信息与实验阶段存储的标准比值与温度关系数据库信息比较,最后得出现场的温度值。当温度值超过规定的值时,监控中心上位机软件会下发报警信息,并通过GPRS网络传送给数据采集系统的中央处理器(ARM7-LPC2364)[2,6],中央处理器控制报警器进行报警,并通知摄像头采集现场的图片或视频信息,通过GPRS网络传送到监控中心的上位机进行显示,监控中心的工作人员可以根据传回的图片或视频信息进行相应的控制。并可通过
模块的音频功能与设备现场工作人员进行语音通话。最终完成对设备的远程、实时、智能化控制。
远程监控中心上位机部分介绍:FBG传感解调系统与监控中心主站的上位机软件以TCP/IP方式进行连接通信,上位机软件实时显示监控环境内的温度值,显示监控终端设备传回的图片信息或视频信息[5]。上位机提供存储信息功能,此外还提供报警功能。当探测点温度超过设定值时监测系统的CPU输出报警信号,也可通过上位机向CPU通过GPRS网络传送新的报警信号、传送摄像或拍照命令,达到永久在线、智能监测的目的。监控中心上位机软件原理图如图5所示。
监控中心上位机软件采用美国NI公司推出的LabWindows/CVI6.0软件编写,该软件具有使用简单、灵活、易于上手等优点,特别适合用于工业控制、通信测试、设计验证等环境。该上位机软件通过TCP/IP方式与Internet进行连接,对现场数据采集系统进行控制与状态显示,同时具有存储操作日志、绘制温度曲线、显示及存储视频或图片信息等功能。
4 总结
由于线性滤波器本身的透过率受所处环境温度的影响而产生一定的变化,进而引起两路光信号S1与S2光功率比值的不稳定。实验中,通过引入温控装置使得线性滤波器处在恒温条件下来消除这种不稳定对解调系统的准确性带来的影响,从而极大地提高了系统的稳定性。在此基础上设计了解调系统的远程、实时、智能化监测系统,采用GPRS无线网络与Internet相结合的方式作为连接远程监测终端和监控中心上位机的传输网络,取代了传统的有线传输,实现了远程实时智能化监测和快速、精确解调的目的。系统可用于对特殊环境下的温度、压力等应变量的测量,具有一定的实用价值。
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